3.17.2. Фазовая манипуляция (ФМ) дискретных сообщений

Дата: 2025-05-25; Просмотры: 4

Оценка:

0.00 из 5.00 — оценок

Скачиваний: 0

Скачать

В зависимости от дискрета фазы Δφ наиболее часто используются разновидности ФМ, приведенные в табл.1,2.

Таблица 1

При бинарной ФМ возможно два значения начальной фазы сигнала: 0 или π, что позволяет различить единичный бит информации: 1 или 0.

При квадратурной модуляции возможно четыре значения начальной фаза сигнала: 0, π/2, π, 3π/4 или при смещении первого значения фазы на π/4 другая комбинация π/4, 3π/4, 5π/4, 7π/4. Поэтому здесь можно различать комбинацию из двух битов информации согласно табл.2.

Таблица 2

В результате, при квадратурной ФМ, объединяя нечетные биты с четными или одновременно передавая битовые комбинации от двух источников, можно, по сравнению с бинарной ФМ, в два раза увеличить объем передаваемой информаций за тот же по длительности сеанс связи. Смещение по начальной фазе осуществляется с целью лучшего различия одного символа от другого. Так, первый символ, определяемый с помощью N бит (в частности, N=8 или 16), передается без начального смещения фазы, второй символ - со смещением, 3-й символ - снова без смещения и т.д. Формирование ФМ сигнала как бинарного, так и квадратурного вида возможно с помощью процессора по специальной программе.

Реализация бинарной фазовой манипуляции сигнала с девиацией фазы Δφ_дев=π возможна с помощью схемы, приведенной на рис.3.31.

Рис.3.31. Схема бинарной фазовой манипуляции.

Фазовый модулятор содержит два электронных ключа, в качестве которых используются диоды. Открывая попеременно один или другой электронный ключ, снимают ВЧ сигнал с разных обмоток ВЧ трансформатора и тем самым скачком на Δφ_дев= π меняют фазу сигнала. (На схеме рис.3.31 отображен случай, когда диод DI открыт, а D2 закрыт.)

3.18. Частотная модуляция (ЧМ) дискетных сообщений

Применение одноступенчатой модуляции не позволяет во многих случаях реализовать преимущества ЧТ и ФТ. Это связано с тем, что в идеальном случае полоса пропускания радиоприемника должна быть равна спектру принятого сигнала. Практически данное требование из-за нестабильности частоты несущей передатчика и частоты гетеродина приемника реализовать не удается. Полосу пропускания приёмника, с учетом названных нестабильностей частот, приходится расширять, что снижает помехоустойчивость системы связи. Поэтому, более продуктивным оказывается двухступенчатая модуляция, при которой модулируется, сначала сравнительно низкая частота, поднесущая, а затем этой поднесущей модулируют несущую частоту радиопередатчика. Рассмотрим более подробно такой метод двухступенчатой модуляции на примере ЧТ - ЧМ, выполняемой согласно структурной схеме, приведенной на рис.3.32. В первой ступени модуляции сигнал, поступающий от источника информации, с помощью кодирующего устройства (кодера) преобразуется в последовательность двоичных символов - в биты информации. Далее в модуляторе 1 логической 1 присваивается частота F₁ а логическому 0 - F₂ (при фазовой модуляции им присваивались бы разные значения начальных фаз).

Рис. 3.32. Структурная схема двухступенчатой модуляции ЧТ-ЧМ

Далее синусоидальный сигнал с частотой F₁ и F₂ во второй ступени модулирует с девиацией Δf_дев несущую частоту радиопередатчика. В радиоприемнике, принятый сигнал, дважды проходит процедуру демодуляции: сначала выделяется частота поднесущей, а затем - восстанавливается исходное цифровое сообщение - битовая последовательность.

При такой двухступенчатой модуляции полосы пропускания фильтров, устанавливаемых в канале поднесущей частоты, удается сузить до ширины спектра передаваемого сообщения и тем самым повысить помехоустойчивость.

Рассмотрим, как нужно выбирать частоты F₁ и F₂. Во-первых, следует обеспечить «плавный» переход, т.е. без скачка фазы, от сигнала с частотой F₁ к сигналу с частотой F₂ так, как показано на рис.,3.34 б. Это вызвано тем, что при скачке фазы происходит «размытие» мгновенного спектра сигнала, что снижает помехоустойчивость радиоприема и создает помехи другим системам радиосвязи. Во-вторых, значения этих частот, а точнее, соотношение между ними, должно быть таково, чтобы энергетический спектр модулированного сигнала был бы сконцентрирован в возможно узкой полосе, или не был бы «размыт». В-третьих, сигналы с частотами F₁ и F₂ должны быть ортогональны. Ортогональными называют сигналы, не перекрывающиеся во времени и с несовпадающими спектральными составляющими в частотном спектре.

Введем понятие среднего значения частоты поднесущей: F_ср=0,5(F₁+F2) и разности, или дискрета частоты, ΔF=F₁ - F₂. Тогда для частот, определяющих соответственно логические 1 и 0, запишем:

—для логической 1: F₁=F₀+0,5Δf=KF_T;

—для логического 0: F₂= F₀-0,5Δf=NF_T,

где F_T=l/τ - частота следования элементарных посылок; К, N - числа, показывающие, сколько периодов частоты поднесущей укладывается внутри элементарной посылки, т. е. внутри одного бита, причем K>N.

Для дискрета частоты имеем AF=F i-F₂=F_T(K-N).

Фазы сигналов внутри элементарных посылок на протяжении одного бита изменяются по закону:

- внутри бита логической 1: φ₁(t)=2πF₁t=2πF₀t+Δφ(t);

- внутри бита логического 0: φ₂(t)=2πF₂t=2πF₀t+Δφ(t);

где дополнительное изменение фазы сигнала:

Δφ (t)= 2π0,5ΔFt = 2πF₀(K-N)t.

К концу элементарной посылки, т.е. при t=τ = l/F_τ, дополнительный набег фазы на протяжении одного бита составит:

для логической 1: Δφ ==+π(K-N); для логического 0: Δφ = -π(К-N).

При K=l+N значение Δφ=+π для логической 1 и Δφ = -π для логического 0. Такой случай при К=4 и N=3 представлен на рис3.34, а, где логическая единица –F₁ = 4F_τ; логический ноль - F₂= 3F_τ.

Рис.3.34.. Формы битовых посылок при ЧМ для 1 и 0.

Можно, например, выбрать следующие значения параметров:

τ=1,28 мс или F_τ=781,25 Гц; F₁=3125 Гц; F₂=2343,75 Гц.

Разложим в ряд Фурье периодическое колебание прямоугольной формы (меандр):

y(Ωt)= ( ) .

Рассматривая колебание (рис,3.34,а), как сумму двух амплитудно-модулированных сигналов с частотами F₁ и F₂, с учетом последней зависимости для огибающей получим спектр, представленный при K=1+N на рис.3.35. (Сплошные линии относятся к сигналу с частотой F₁ пунктирные к сигналу с частотой - F₂ .) Из рассмотрения полученного спектра следует, что основная энергия сигнала сосредоточена в полосе ΔF=5F_τ, а выбранные сигналы ортогональны.

Рис.3.35.. Спектр сигнала при ЧМ битовых посылок.

Такой спектр можно еще более сузить при К=1,5 и N=1, т.е. при логической 1, представленной тремя полупериодами сигнала с частотой F₁ внутри одного бита и двумя полупериодами частоты F₂ внутри бита для логического 0. При этом согласно полученному выше выражению набег фазы на протяжении одного бита составит: для логической 1- Δφ = +π/2; для логического 0: Δφ= - π/2. Такой случай частотной манипуляции называется манипуляцией с минимальным сдвигом (имеется в виду минимальный сдвиг фазы) - способ MSK (Minimum Shit Keying).

Сформировать сигналы при частотной манипуляции можно с помощью процессора по специальной программе. При этом может быть получен квазисинусоидальный сигнал, представленный из ступенек (рис3.36.).

Рис.3.36. Квазисинусоидальный сигнал, составленный из ступенек.

При ЧМ, как и при квадратурной ФМ, можно попарно передавать биты, используя при этом четыре значения частоты, и тем самым вдвое увеличить объем информации.

Контрольные вопросы 1. В чем состоят отличия частотной и фазовой модуляции при передаче дискретных сообщений?