Схема частотной манипуляции.

Дата: 2025-05-25; Просмотры: 4

Оценка:

0.00 из 5.00 — оценок

Скачиваний: 0

Скачать

Рис. 3.15

На схеме изображен возбудитель с час­тотной манипуляцией. Последовательно с кварцем включена индуктивность. Замкнутым и разомкнутым ключом можно менять частоту колебаний. Переход частоты происходит без разрыва фазы. Стабильность средней частоты и девиации получаются достаточно высокими. Заменив ключ и индуктивность управляющим реактивным сопротивлением, можно получить плавный переход от одной частоты к другой и этим еще более сократить полосу.

Недостаток - отсутствует диапазонность изменения частоты, т.е. на каждую частоту нужен отдельный возбудитель.

3.9. Диапазонный возбудитель с кварцевой стабилизацией имеет вид, представленный на рис. 3.16.. Перестраиваемый реактивный элемент в такт с сигналами манипуляции производит изменение частоты диапазонного генератора, работающего на низкой частоте. С помощью преобразователя и фильтра выде­ляется комбинационная частота ƒ_квТ+ƒ_g или ƒ_кв -ƒ_{g .} Т.к. ƒ_кв >>ƒ_g то ста­бильность комбинационной частоты будет определяться кварцевым генерато­ром.

Рис. 3.16.

Частотная манипуляция тональных поднесущих.

Производится частотная манипуляция не несущей частоты передатчика, а низкой частоты, лежащей в звуковом спектре и называемой поднесущей частотой. В канале размещается более 16 поднесущих частот, каждая из которых манипу­лируется по частоте независимо друг от друга. Все поднесущие частоты смешиваются в одном тракте. Полученным групповым сигналом производится модуляция несу­щей частоты. При этом применяют однополосную модуляцию. Так получается схема многоканальной телеграфной связи. С увеличением каналов связи помехозащищённость падает, т.е. уменьшается мощность каждого канала. Целесообразно применять при радиосвязи с большим обменом телеграфными сообщениями.

3.10. Двойная частотная телеграфия (ДЧТ).

Линия радиосвязи уплотняются двумя телеграфными каналами с частотной манипуляцией. Частота передатчика может принимать четыре различных значе­ния, отличающихся на небольшую величину (500 или 1000Гц). График работы имеет вид, представленный на рис. 3.17.

Рис.3.17

U₁ и U ₂ сигналы, передаваемые по первому и второму каналам. Эти сигналы управляют частотой передатчика. До t₁ по обоим каналам передавалось отжатие теле­графного ключа и передатчик работал на частоте ƒ₁. В момент t₁ по первому каналу началась передача сообщения, и передатчик стал работать на частоте f ₂. В момент t ₂ началась передача по второму каналу, и частота передатчика стала f₄. В момент t₃ на первом канале вещание прекратилось и передатчик начал вещание на частоте f₃, соответствующей работе только на втором канале и т.д.

В этой передаче мощность на каждом канале не уменьшается, но расширя­ется полоса частот. Система ДЧТ является одним из основных видов работ на магистральных линиях радиосвязи.

Для работы по схеме с ДЧТ применяется схема электронной манипуляции (рис.3.18. ).

Рис. 3.18.

Смеситель собран на лампе JI 3, обе сетки которой являются управляющими. Источники пи­тания выбираются так, чтобы Е_а2 > Е_а1 . Когда по обоим каналам дается сигнал отсутствует, все три лампочки заперты и на R₄ создается падение напряжение, величина которого регулируется R₃. При нажатии ключа К1 в канале 1, лампа Л1 отпирается, появляется ток и на R ₄ напряжение уменьшается, уровень которого определяется сопротивлением R ₁.

При нажатии ключа К2 отпирается Л2, появляется ток I₂ такой величины, что на R₄ напряжение меняет знак. Величина напряжения определяется R₂ (на первом канале сигналы отсутствуют).

При наличии сигналов на обоих каналах, отпираются все три лампы. На­пряжение устанавливается сопротивлением R₃.

Т.о. на выходе манипулятора получается четыре уровня напряжения, для каждого из них независимая регулировка. Напряжение с выхода манипулятора ДЧТ подается на вход реактивной лампы, или на варикап, или встречно - последовательно включенных диодов, с помощью которых производиться из­менение частоты возбудителя. Уровни выходного сигнала манипулятора ста­билизируются с помощью ограничителей и стабилизацией питающих напря­жений Е_а1 и Е_а2 . Интервал между частотами манипуляции выбираются с уче­том коэффициента умножения частоты в передатчике.

3.11. Косвенный метод ЧМ модуляции

При косвенном методе генератор вырабатывает колебания стабильной частоты. Фаза этих колебаний варьируется приёмами фазового модулятора так, чтобы полезная девиация частоты была пропорциональна амплитуде модулирующего сигнала и не зависима от его частоты.

Для преобразования ФМ в ЧМ на входе фазового модулятора включается интегратор. Сигнал на выходе интегратора Uвых.(t) связан с входным сигналом Uвх.(t) соотношением:

Uвых(t)= .

При модулирующем сигнале Uмод(t) cosΩ t получим :

Uвых(t)= sinΩt

При этом для фазы сигнала имеем:

Δ (t) = KUвых(t) = sinΩt.

Для изменения мгновенной частоты сигнала при данной функции, получим:

Δω(t) = = sinΩt

Из этой формулы следует, что девиация частоты Δω_дев = = const, что и требуется иметь при ЧМ. При косвенном методе ЧМ небольшое значение девиации частоты Δω_дев,, которое можно получить, ограничивает область его использования. Повышение Δω_дев, возможно за счёт применения многоконтурных колебательных цепей или умножения частоты сигнала в n раз, т.е. девиация частоты увеличится в n раз и составит nΔω.

3.12. Фазовая модуляция.

Под фазовой модуляцией (ФМ) подразумевается изменение фазы колебания по закону передаваемой информации, т.е. изменения модулирующего напряжения. Эта задача может быть осуществлена различными способами. Наибольшее распространение получили узкополосные методы модуляции с дальнейшим увеличением индекса модуляции, основанные на преобразовании амплитудной модуляции в модуляцию фазы. Косвенный метод фазовой модуляции или прямой метод, основанный на изменении параметров цепи, к которой подводится высокочастотное колебание.

В фазовых модуляторах колебания от задающего генератора постоянной частоты проходят через устройство, которое изменяет их фазу по закону передаваемой информации. Поэтому задающий генератор может стабилизироваться кварцевым резонатором, что является основным преимуществом по сравнению с частотной модуляцией. Фаза колебаний, формируемая LC контуром, изменяется фазосдвигающими цепями различного вида. Управляемыми элементами могут быть реактивные и активные сопротивления. Основное требование к этим элементам – большое быстродействие, т.е. безынерционность управления. Наиболее применяемыми элементами – ёмкость p-n перехода диода или полевого транзистора.

Основной недостаток всех фазовых модуляторов – нелинейность модуляционной характеристики, вследствие чего невозможно получить высокий индекс фазовой модуляции, который можно значительно повысить умножением частоты.

3.12.1. Методы получения фазовой модуляции

Схема с балансным модулятором.

Колебания с ЗГ подаются один на вход БМ, второй на фа­зовращатель 90°. После фазовращателя колебания подаются на усилитель. Ко второму входу БМ подводится модулирующее напряжение U_Ω. С выхода БМ и У (усилителя) колебания поступают на каскад сумматора. Величина выходного напряжения зависит от глубины амплитудной модуляции и меняется от 0 до некоторого максимального значения. При U_Ω = 0, вектор U_вых не будет отклоняться, при U_Ω =U_Ωmax вектор U_вых будет отклоняться на наибольший угол. Величина этого угла и определяет фа­зовую модуляцию высокочастотных колебаний.

tg φ = ,

Нелинейные искажения определяются по формуле:

К = ﴾U зг/U_Ω﴿² *m²

При m = 1 и Uзг = U_Ω величина φ_max = π/4 рад, а К = 8,3%. Дальнейшее увеличение фазы нецелесообразно.

Использование противофазной амплитудной модуляции представлено на структурной схеме (рис 3.19. ).

Рис. 3.19

Uвых получается от сложения векторов U₁ и U₂ . Когда U₁ растёт, U₂ падает и фаза выходного напряжения изменяется от 0 до 90⁰ . При U₁ = U₂ малые нелинейные искажения получаются при фазе не более 20 -30⁰ .

3.13. Косвенный метод фазовой модуляции.

Для случая узкополосной угловой модуляции были получены выражения в виде:

В случае АМ. колебания имеет выражение имеет вид:

Рис.1		В случае АМ векторная диаграмма имела вид (рис.1). Так как выражения для ФМК отличается от АМ только знаком перед последним слагаемым, то это равносильно сдвигу вектора СД относительно своего положения на 1800. Два других вектора, несущей частоты ОС и одной боковой СN, будут занимать прежнее положение, т.е. при ФМК векторная диаграмма будет иметь вид (рис.2 ).
Рис.2.	Т.е. как видно из векторной диаграммы, результирующий вектор СЕ боковых частот при ФМ сдвинут относительно вектора несущей ОС на , а суммарный вектор ОЕ колеблется по фазе относительно вектора несущей на угол . Рассмотрение этой векторной диаграммы позволяет построить блок-схему для фазовой модуляции (косвенный метод), которая имеет вид (рис.3.20. ).

Рис. 3.20.

В этой схеме на вход усилителя подаются два сигнала: на один вход не модулированное напряжение от стабильного ЗГ с частотой и на другой вход напряжение боковой частоты ( ( , выделенное с помощью балансного модулятора. Модулирующее напряжение с частотой Ώ подаётся на балансный модулятор в противофазе, а несущая частота - в фазе. Поэтому в выходном напряжении балансного модулятора колебание с частотой уничтожается, а остаются колебания боковых частот. Амплитуды этих колебаний пропорциональны амплитуде модулирующего напряжения частоты . Для получения на выходе усилителя колебания, модулированного по фазе, одно из напряжений, например, несущей частоты ступающее с ЗГ, подаётся непосредственно на смеситель, а с БМ должно быть повёрнуто на 90⁰. В нашей схеме фазосдвигающее устройство включено на выходе балансного модулятора. Суммарное колебание, выделяемое на выходе усилителя, будет иметь векторную диаграмму приведенную выше.

В этом случае изменение длины вектора СЕ при модуляции, свидетельствует о изменении фазы результирующего колебания ОЕ относительно вектора ОС по закону

CE-2CN, т.к. при =1 CE=CN+CД, а CN=СД.

Тогда амплитуда изменения фазы запишется выражением .

Так как функция arctg x изменяется Рис.3.21

по закону, представленному на.рис.3.21 , то линейность модуляционной характеристики обеспечивается при условии .

Для arctg x при малых значениях аргумента его можно приближенно заменить самим аргументом, т.е. tag , где .

Отсюда видно, что основным недостатком ФМ, получаемой преобразованием АМ, является затруднительность получения значительного отклонения фазы. При высоких требованиях к линейности модуляции, т.е. для получения фазовой модуляции без искажений, приходиться ограничиваться величиной Поэтому для увеличения требуется многократное умножение частоты – это недостаток.

3.14. Прямой метод фазовой модуляции

Одна из принципиальных схем, реализующих приведенную блок-схему имеет вид (рис.3.22. )

При прямом методе, ФМ осуществляется расстройкой колебательного контура в одной из усилительных ступеней, возбуждаемых стабильным по частоте генератором.

ВЧ (буферн) ФМ

к УВЧ

-

+

Рис. 3.22.

Реактивная лампа, с помощью которой осуществляется изменение резонансной частоты контура, включена параллельно контуру в анодной цепи усилительной лампы. Расстройка контура относительно резонансной частоты приводит к сдвигу фазы между первой гармоникой анодного тока и анодного напряжения, т.е. осуществляется модуляция фазы.

Связь между относительным изменением резонансной частоты контура и фазовым изменением может быть установлена по фазовой характеристике контура:

,

здесь Q-добротность контура,

т.к. Ԛ , то

Из сравнения полученных выражений для ФМ косвенным и прямым методом видно, что с точки зрения максимальных фазовых отклонений, в пределах которых модуляция линейна, оба способа не отличаются друг от друга.

Проблема осуществления ФМ с большим значением значительно упрощается в диапазоне СВЧ при использовании специальных электронных приборов типа ламп бегущей волны, в которых время можно в некоторых пределах измерять величиной потенциала на соответствующих электродах. При заданной и неизменной частоте возбуждения на выходе лампы , изменение пролетного времени на величину эквивалентно изменению фазы выходного колебания на угол ,т.е. можно получить весьма большое измеряемое десятками и более радиан.

3.15. Фазовые модуляторы

В последнее время широкое распространение получили емкости p-n перехода для решения различных задач связанных с перестройкой частотно-избирательных цепей для целей амплитудной модуляции, амплитудно-импульсной модуляции, частотной модуляции и для фазовой модуляции.

При фазовой модуляции с помощью ёмкости p-n перехода могут использоваться непосредственно фазовые характеристики колебательных контуров или использоваться различные варианты фазосдвигающих RC цепей. В RC цепи используется ёмкость n-p перехода варактора. В RC схемах фазовых модуляторов используется в качестве управляемого элемента не только емкость p-n перехода, но и электронно-управляемое сопротивление полевого транзистора.

3.15.1. Одноконтурный фазовый модулятор

Одноконтурный ФМ - это генератор с независимым возбуждением, собственная резонансная частота контура которого перестраивается модулирующим сигналом. Схемы могут быть весьма разнообразны, однако расчётные формулы одинаковы.

При этом необходимо знать, что полученные результаты справедливы только при условии, что амплитуда ВЧ колебательного напряжения на емкости p-n перехода значительно меньше напряжения смещения. В RC схемах это условие почти автоматически выполняется. Практически можно считать это условие выполненным, если где - амплитуда ВЧ сигнала, E-напряжение смещения на варикапе (рис.3.23).

U_вых U_Ω

Есм

Ес

Рис. 3.23.

3.15.2. Прямой метод Ф.М.

Фазовый одноконтурный модулятор с использованием n-n перехода (рис.2.24;3.25).

Е

Рис. 3 24

E_c C_p

E_i

Рис.3.25.

Фазовый одноконтурный модулятор со встречно-последовательным включением n -р переходом (рис. 3.26.)

1 JasuX/aLz5cVzIsv1okQjPy6Hn0Sz7wWvqT6G4Cv/g8AAP//AwBQSwMEFAAGAAgAAAAhAP6ZQsjf AAAACQEAAA8AAABkcnMvZG93bnJldi54bWxMj8FOwzAQRO9I/IO1SNyonbRACXGqqgJOFRItEuLm xtskaryOYjdJ/57lBMedGc2+yVeTa8WAfWg8aUhmCgRS6W1DlYbP/evdEkSIhqxpPaGGCwZYFddX ucmsH+kDh12sBJdQyIyGOsYukzKUNToTZr5DYu/oe2cin30lbW9GLnetTJV6kM40xB9q0+GmxvK0 OzsNb6MZ1/PkZdiejpvL9/7+/WuboNa3N9P6GUTEKf6F4Ref0aFgpoM/kw2i1fD0OOekhnTBk9hf qJSFAwtqmYAscvl/QfEDAAD//wMAUEsBAi0AFAAGAAgAAAAhALaDOJL+AAAA4QEAABMAAAAAAAAA AAAAAAAAAAAAAFtDb250ZW50X1R5cGVzXS54bWxQSwECLQAUAAYACAAAACEAOP0h/9YAAACUAQAA CwAAAAAAAAAAAAAAAAAvAQAAX3JlbHMvLnJlbHNQSwECLQAUAAYACAAAACEAarvxIUUMAABLcAAA DgAAAAAAAAAAAAAAAAAuAgAAZHJzL2Uyb0RvYy54bWxQSwECLQAUAAYACAAAACEA/plCyN8AAAAJ AQAADwAAAAAAAAAAAAAAAACfDgAAZHJzL2Rvd25yZXYueG1sUEsFBgAAAAAEAAQA8wAAAKsPAAAA AA== ">

Ek E_i

Рис. 3.26.

Собственная частота контура перестраивается модулирующим сигналом cos Ωt.

3.15.3. Мостовая схема фазового модулятора с полевым транзистором

Мостовая схема фазового модулятора, где в качестве электронно-управляемого сопротивления используется полевой транзистор (рис 3.27.) обеспечивает увеличенную девиацию фазы при тех же нелинейных искажениях, полученных при одноконтурных Ф.М.

При малом напряжении сток-исток полевой транзистор представляется сопротивлением, определяемым формулой:

,

где и - const для конкретного транзистора;

-напряжение на затворе. ;

E-напряжение источника питания транзистора на затворе относительно истока;

-мгновенное значение модулирующего сигнала.

U R₁ U_эu=E+

R₂

С U_вы

_х

Рис 3.27.

При расчёте мостовой схемы фазового модулятора с полевым транзистором элементы схемы выбираются из условия:

Нелинейные искажения при одинаковых индексах модуляции в 2 раза меньше, чем в схеме одноконтурного фазового модулятора

Мостовая схема фазового модулятора с ёмкостью p-n перехода и полевым транзистором.

Принципиальная схема представлена на рис. 3.28

C(U)

C E-

U_вых

R(U) E+

Рис. 3.2.8.

Сдвиг фаз между входным и выходным напряжениями запишется :

,

где -сопротивление транзистора; -ёмкость p-n перехода; -частота входного сигнала.

Для увеличения индекса модуляции напряжение модулирующегося сигналом на ёмкость p-n C(U) перехода и полевой транзистор R(U) необходимо подавать в противофазе.

R(U)= ; C(U)= .

Фазы выходного сигнала определяются выражениями:

,

где ; x= ; .

3.16. Дифференциальная схема фазовой модуляции

Структурная схема дифференциальной фазовой модуляции приведена на рис. 3.29.

Рис. 3.29.

1-генератор гармонических колебаний;

2-устройство подачи напряжения смещения и модулирующих сигналов на модуляторе;

3 и 4-фазовые модуляторы;

5 и 7-смесители;

6-генератор несущей частоты.

Фазовые модуляторы 3 и 4 управляются в противофазе одним модулирующим сигналом Выходные сигналы могут быть представлены в виде:…………………………………………………………………………………. ;

.

-коэффициенты пропорциональности между модулирующимся сигналом и девиацией фаз.

Сигнал подаётся на вход смесителя 5, на второй вход которого подаётся сигнал от автогенератора несущий частоты. На выходе смесителя 5 сигнал имеет значение:

Сигнал с выхода модулятора 4 и смесителя 5 подаются на вход смесителя 7. Фильтр смесителя 7 настраивается на выходной сигнал.

3.17. Частотная и фазовая модуляция дискретных сообщений

При передаче кодированной информации в виде дискретной функции, в том числе цифровой, - комбинации двоичных сигналов, состоят из логических 1 и 0. Такую модуляцию называют манипуляцией сигнала, а устройство, реализующее данный процесс, - как модулятором, так и манипулятором.

Процесс манипуляции называют также телеграфным режимом работы, соответственно заменяя название AM на AT, ЧМ на ЧТ, ФМ на ФТ. Три названных способа манипуляции ВЧ сигнала имеют разный уровень помехоустойчивости, определяемой как вероятность ошибки принятого символа на выходе приемника от соотношения мощностей полезного сигнала и белого шума на входе демодулятора.

Поскольку метод амплитудной манипуляции по помехоустойчивости существенно уступает ЧМ и ФМ, то в современных системах радиосвязи используют в основном частотную и фазовую манипуляцию.

3.17.1. Фазовая манипуляция.

Высокая помехоустойчивость при узкой полосе частот может быть полу­чена, когда токовая посылка и пауза передаются на одной частоте, но отлича­ются начальной фазой. В простейшем случае фаза меняется на 180°.

В этом случае сложно распознать токовую посылку и паузу. Поэтому большее распространение получила система относительной фазовой телегра­фии, где используется равномерный код, начало каждой посылки заранее из­вестно, а изменение начальной фазы производится только при передаче токо­вой посылки.

Для получения относительной фазовой телеграфии требуется особый код, который может быть получен из обычного с помощью специального электрон­ного преобразователя кодов.

В качестве ФМ обычно используют ее разновидность - относительную фазовую модуляцию (ОФМ), называемую также фазоразностной.

При ОФМ, для передачи логической 1, фаза несущего колебания последующего бита скачком изменяется на Δφ, например на π, а при передачи логического 0 – фаза последующего бита остается той же, что и у предыдущего.

Рис.3.30 Относительная фазовая модуляция (ОФМ) представлена на рис. 3.30.Общим для обоих видов манипуляции (ЧМ и ФМ) является скорость передачи сообщения V, равная количеству передаваемых элементарных посылок (бит) в секунду (бит/с = бод), или длительность элементарной посылки τ=l/V (рис.3.30а). Кроме того, ЧМ характеризует дискрет частоты ΔF= F₁- F₂ (рис.б), а ФМ - девиация, или дискрет фазы Δφ (рис.в), позволяющие различать логические 1 и 0.