8. Расчет детекторов радиосигналов

Дата: 2025-05-21; Просмотры: 3

Оценка:

0.00 из 5.00 — оценок

Скачиваний: 0

Скачать

Исходными данными для расчета всех детекторов являются:

- значение промежуточной частоты f_ПЧ;

- значения нижней (F_Н) и верхней (F_В) частот модуляции;

- допустимые амплитудные искажения на нижних и верхних частотах модуляции M_Н = M_В = 1.1...1.2;

- входное сопротивление (R_{ВХ УЗЧ}) и емкость (C_{ВХ УЗЧ}) выбранной ИМС УЗЧ (при отсутствии справочных данных можно принять C_{ВХ УЗЧ} = 20...30 пФ).

8.1. Расчет диодного детектора АМ сигнала

RВХ УЗЧ СВХ УЗЧ Cp VD контур УПЧ УЗЧ R2 R1 C2 C1

Принципиальная схема диодного АД приведена на рис.8.1. Для снижения искажений и улучшения фильтрации сопротивление нагрузки детектора разделено на две части (R₁ и R₂). Потенциометр R₂ является одновременно регулятором громкости.

Рис.8.1

Для расчета АМ детектора дополнительными исходными данными будут:

- нормальное и максимальное значения коэффициента модуляции m_Н = 0.3, m_МАКС = 0.9;

- значения прямого (r_ПР) и в обратного (r_ОБР) сопротивления выбранного диода. Если в справочной литературе отсутствуют сведения о r_ПР и r_ОБР, их можно приближенно определить, используя значения прямого и обратного токов и соответствующих напряжений:

r_ПР = U_ПР / I_ПР , r_ОБР = U_ОБР / I_ОБР .

Расчет детектора проводим для режима сильных сигналов. Выбираем сопротивление нагрузки детектора для постоянного тока R_ПТ = 10...20 кОм. Далее рассчитываем значения R₂ и R₁:

, R₁ = R_ПТ - R₂.

Рассчитываем сопротивление нагрузки детектора для переменного тока с частотой модуляции

R_НW = R₁ + R₂ R_{ВХ УЗЧ} / (R₂ + R_{ВХ УЗЧ} ).

Определяем входное сопротивление детектора

.

Выбираем емкость нагрузки детектора из двух условий:

- допустимых линейных искажений на максимальной частоте модуляции

,

- малых нелинейных искажений, обусловленных избыточной постоянной времени нагрузки детектора

.

Из двух значений выбираем меньшее и подбираем стандартные конденсаторы с емкостями:

C₁ = C_Н / 2 , C₂ = C_Н - C₁ - C_{ВХ УЗЧ} .

Определяем емкость разделительного конденсатора, исходя из допустимых искажений в области нижних частот модуляции

.

Определяем коэффициент фильтрации напряжения промежуточной частоты элементами схемы детектора:

- фильтром, образованным R_{ВХ Д}, C₁

K^/_Ф = 2 p f_ПЧ C₁ R_{ВХ Д} ,

- фильтром, образованным R₁, C₂

K^//_Ф = 2 p f_ПЧ (C₂ + C_{ВХ УЗЧ}) R₁ ,

- общий коэффициент фильтрации

K_Ф = K^/_{Ф *} K^//_Ф .

Рассчитываем угол отсечки тока диода

и коэффициент передачи детектора

.

Оцениваем напряжение на входе УЗЧ на средних частотах модуляции

U_{ВХ УЗЧ} = U_{ВХ Д} m_Н K_ДW (R_НW - R₁) / R_НW .

Рассчитываем требуемый коэффициент усиления УЗЧ

K_УЗЧ > (3...5) _* U_{ВЫХ НОМ} / U_{ВХ УЗЧ} ,

где U_{ВЫХ НОМ} - номинальное напряжение звуковой частоты на динамической головке, имеющей сопротивление R_ДГ (U_{ВЫХ НОМ} = ).

8.2. Расчет детектора ЧМ сигнала

RКЦ 1 C1 RШ LК C 5 U1 U2 6 2 C CР2 CКЦ К174УР3 14 12 47н Рис.8.2 13 3 8 9 UП R2 CР1 CБЛ 47н 47н

Типовая структура ИМС, выполняющих функции ЧД, (К174УР1, К174УР3, К174ХА6 и др.) включает в себя несколько каскадов усилителя-ограничителя, аналоговый перемножитель и каскад УЗЧ. На рис.8.2 приведена нумерация выводов ИМС К174УР3. Нумерацию выводов ИМС других типов следует уточнить с использованием справочной литературы.

СВХ УЗЧ RВХ УЗЧ

Работа ЧД основана на преобразовании частотно-модулированного колебания (ЧМК) в колебание с частотно-фазовой модуляцией (ЧФМК) и последующего фазового детектирования путем перемножения принятого и преобразованного колебаний. Роль преобразователя ЧМК в ЧФМК выполняет параллельный фазосдвигающий контур L_КC₁ и два конденсатора малой емкости C, обеспечивающие начальный фазовый сдвиг между и , равный p / 2. Контур настроен на промежуточную частоту f_ПЧ. Его ФЧХ вблизи резонансной частоты практически линейна. Для получения требуемой полосы пропускания контур зашунтирован резистором R_Ш.

Следует заметить, что функции фазосдвигающей цепи может выполнять и последовательный колебательный контур, образованный L_К и 2C, с частотой настройки w_ПЧ = . В этом случае емкость C₁ составляет несколько пикофарад и включается только для стабилизации собственной емкости катушки L_К.

Основной задачей расчета ЧД является определение параметров элементов фазосдвигающей цепи. Ниже приведен расчет для параллельного колебательного контура.

Задаемся требуемым значением полосы пропускания эквивалентного контура DF_КЭ = (2...3) DF_С, учитывая, что при увеличении значения DF_КЭ снижаются нелинейные искажения сигнала, но одновременно происходит уменьшение крутизны детекторной характеристики. Определяем требуемое значение добротности эквивалентного контура Q_КЭ = f_ПЧ / DF_КЭ.

Выбираем емкость конденсатора C₁. При f_ПЧ = 10.7 МГц емкость конденсатора должна составлять 300...470 пФ. С учетом влияния емкости монтажа и входной емкости ИМС принимаем значение емкости контура C_К приблизительно на 10...15 пФ больше емкости конденсатора C₁. Рассчитываем индуктивность контура L_К. Задавшись конструктивной добротностью контура Q_К = 80...100, рассчитываем проводимости:

g_К = 1 / (w_ПЧ L_К Q_К), g_КЭ = 1 / (w_ПЧ L_К Q_КЭ) .

Определяем сопротивление шунтирующего резистора

R_Ш = 1 / ( g_КЭ - g_К - g_ВХ),

где g_ВХ - проводимость ИМС со входов, к которым подключен фазосдвигающий контур. Ее значение приблизительно 3_*10^-5 См.

Выбираем значение емкостей последовательных конденсаторов

C < 0.2 g_КЭ / w_ПЧ.

Далее рассчитываем параметры цепи коррекции предыскажений (R_КЦ, C_КЦ). Принимая сопротивление R_КЦ = (0.07...0.1)R_{ВХ УЗЧ}, определяем

C_КЦ = t_КЦ / R_КЦ,

где t_КЦ = 50 мкс - значение постоянной времени корректирующей цепи в системах радиовещания.

На выходе ИМС помимо низкочастотного сигнала присутствует постоянное напряжение приблизительно равное половине напряжения питания, поэтому потенциометр регулятора громкости R₂ подключают через разделительный конденсатор C_Р1. Между потенциометром и входом ИМС УЗЧ необходим еще один разделительный конденсатор C_Р2. Задаемся сопротивлением R₂ = (0.3...0.5) R_{ВХ УЗЧ}. Рассчитываем

, .

Входная проводимость детектора (g_{ВХ Д} = 1 / R_{ВХ Д}) равна входной проводимости ИМС.

Определяем из справочных данных на используемую ИМС значение напряжения звуковой частоты на выходе ЧД (U_{ВЫХ ЧД}). Это напряжение поступает на вход УЗЧ, поэтому U_{ВХ УЗЧ} = U_{ВЫХ ЧД}. Аналогич-но п.8.1 рассчитываем требуемый коэффициент усиления УЗЧ (K_УЗЧ).

8.3. Расчет детектора ОМ сигнала

Принципиальная схема детектора ОМ сигнала приведена на рис.8.3. Детектор выполнен на ИМС К174ПС1, осуществляющей перемножение двух колебаний:

- ОМ сигнала, поступающего на входы 7,8 ИМС с выхода УПЧ;

- напряжения восстановленной несущей (f_ПЧ = 500 кГц), генерируе-мого в гетеродинной части ИМС (см. рис.7.10).

В отличие от автогенератора, представленного на рис.7.10, здесь частота генератора несущей стабилизирована кварцевым резонатором ZQ. При этом резонатор выполняет роль эквивалентной индуктивности, параллельно которой подключается внешняя емкость C, образуемая последовательно соединенными емкостями конденсаторов C₂,C₃,C₄:

.

Исходными данными для расчета являются параметры резонатора: L_КВ, r_КВ, C₀, f_ПОСЛ. Краткие сведения о кварцевых резонаторах и параметры некоторых из них приведены в прил.7. Более подробная информация - в [19].

1,4,6,9,14 C2 C3 Контур УПЧ CБЛ UП RН СВХ УЗЧ RВХ УЗЧ R2 3 2 12 10 13 11 8 7 5 УЗЧ DA CР2 CР1 CН C4 ZQ Г

Рис.8.3

Выбираем кварцевый резонатор на требуемую частоту. Желательно выбрать резонатор с большей добротностью

Q_КВ = 2 p f_ПОСЛ L_КВ / r_КВ,

так как такие резонаторы обладают и лучшей стабильностью частоты.

Рассчитываем значение динамической емкости кварцевого резонатора

C_КВ = 1 / (2 p f_ПОСЛ)² L_КВ

и частоту его параллельного резонанса

.

Убеждаемся, что интервал между f_ПОСЛ и f_ПАР не превышает нескольких десятков герц. Частота генерируемых колебаний (f_Г) должна находиться в этом интервале. Значение f_Г в небольших пределах зависит от внешней емкости C, которую выбирают из следующих соображений. Увеличение C ослабляет влияние нестабильностей емкостей ИМС, зависящих от температуры, питающих напряжений и времени. При этом значение f_Г приближается к f_ПОСЛ. Однако чрезмерное увеличение C приводит к ухудшению условий самовозбуждения автогенератора и росту рассеиваемой в резонаторе мощности.

Выбираем C из условия:

1/(5 _* 2 p f_ПОСЛ r_КВ) - C₀ > C > 3C₀ .

Уточняем частоту генерации

.

Убеждаемся, что частота генерации отстоит от f_ПОСЛ не более, чем на четверть интервала f_ПОСЛ-f_ПАР. Если это условие не выполняется или необходимо еще более приблизить f_Г к f_ПОСЛ, то следует увеличить значение C.

Далее определяем коэффициенты включения эквивалентного контура в эмиттерную и базовую цепи ИМС (p_Э и p_Б) и рассчитываем значения емкостей C₂,C₃,C₄ (см.п.7.3).

Выбираем сопротивление нагрузки аналогового перемножителя R_Н = 1...2 кОм. Вычисляем емкость конденсатора С_Н, обеспечивающего ослабление высокочастотных составляющих на выходе детектора, из условия допустимых линейных искажений на максимальной частоте модуляции

,

Выбор значения R₂ и расчет C_Р1, C_Р2 проводим так, как указано в п.8.2. Входная проводимость детектора (g_{ВХ Д} = 1 / R_{ВХ Д}) равна входной проводимости ИМС К174ПС1 (прил.5).

Определяем коэффициент передачи детектора ОМ сигнала

K_Д = y_{21 ПР} / (1/ R_Н + g_ВЫХ) ,

где y_{21 ПР} и g_ВЫХ - параметры ИМС К174ПС1 (прил.5) в схеме с несимметричным включением нагрузки.

Вычисляем напряжение на входе УЗЧ

U_{ВХ УЗЧ} = U_{ВХ Д} K_Д

и определяем требуемый коэффициент усиления УЗЧ (см. п.8.1).

9. РАСЧЕТ ТРАКТА ПРОМЕЖУТОЧНОЙ ЧАСТОТЫ

9.1. Общие рекомендации

Исходными данными для расчета УПЧ являются:

- выбранная в соответствии с рекомендациями п.2.7.5 структура УПЧ (число каскадов, тип активных приборов, резонансный или резистивный характер нагрузки каждого каскада),

- требуемые значения коэффициентов усиления отдельных каскадов УПЧ K_{0 УПЧ i} ;

- параметры активных приборов;

- входная проводимость детектора (g_{ВХ Д}), являющаяся проводи-мостью нагрузки последнего каскада УПЧ;

- выходная проводимость ФСИ (g_{ВЫХ ФСИ}), являющаяся проводи-мостью эквивалентного генератора для первого каскада УПЧ.

RФ АРУ VT UАРУ от АД Cф АРУ C1 RЭ rЭ p1 СЛ gВХ СЛ CВХ СЛ UП LСВ LК RБ2 RБ1 CЭ CР CБЛ

На рис.9.1 - 9.4 приведены принципиальные схемы некоторых каскадов УПЧ. Разработчик проекта может выбрать какую-либо иную схему или внести изменения в приведенные схемы.

Рис.9.1

Схемы рис.9.1 и 9.2 представляют собой классические схемы усилительных каскадов с резонансной и резистивной нагрузкой, соответственно. В схеме резонансного каскада используется полное включение контура в коллекторную цепь транзистора. Связь со следующим каскадом - трансформаторная.

RК VT UАРУ CЭ RЭ Cф АРУ Rф АРУ CР rЭ CВХ СЛ gВХ СЛ от АД RБ2 RБ1 CБЛ UП CР

Рис.9.2

В эмиттерную цепь транзистора может быть включен резистор r_Э, создающий последовательную ООС по току. Наличие такой ООС желательно во всех случаях, когда имеется запас по усилению. Помимо увеличения стабильности работы и снижения нелинейных искажений наличие резистора r_Э приводит к снижению входной и выходной емкости каскада, что существенно облегчает построение каскадов с резистивной нагрузкой.

В каскадах имеется возможность регулировки усиления системой АРУ приемника. Для этого с выхода амплитудного детектора через фильтр системы АРУ (R_{Ф АРУ}, C_{Ф АРУ}) в цепь базы транзистора подается управляющее напряжение (U_АРУ) отрицательной полярности. Если регулировка усиления в данном каскаде не производится, нижний конец резистора R_Б2 соединяют с корпусом.

На рис.9.3 приведена схема резонансного каскада УПЧ на ИМС К174ПС1, используемой в усилительном режиме. При замыкании на корпус вывода 13 ИМС, т.е. при нулевом потенциале базы VT6 (см. прил.5) и неподключенном выводе 11, т.е. при нормальном потенциале на базе VT3, транзисторы VT4 и VT5 заперты, а транзисторы VT1 и VT2 находятся в рабочем состоянии. Таким образом, при указанных состояниях выводов 13 и 11 ИМС представляет дифференциальный усилительный каскад на транзисторах VT1 и VT2 с генератором стабильного тока на транзисторе VT3 в их эмиттерной цепи. Для снижения внутренней ОС сигнал подается на базу VT1, а снимается с коллектора VT2. Таким образом, ИМС работает с несимметричным включением нагрузки. Ее параметры в данном режиме приведены в прил.5.

gВХ СЛ R 200 VT Cф АРУ Rф АРУ UАРУ 10 1,4,6,9,14 DA К174ПС1 LК CР 2 3 12 13 11 8 7 5 от АД UП RБ2 RБ1 Cвх СЛ C1 CБЛ CБЛ LСВ

Рис.9.3

В приведенной схеме на ИМС подается управляющее напряжение (U_АРУ) положительной полярности. При малом уровне сигнала напряжение на выходе АД близко к нулю. При этом транзистор VT заперт и напряжение на выводе 11 ИМС определяется ее внутренними источниками. Усиление ИМС при этом максимально. При увеличении положительного напряжения на выходе амплитудного детектора транзистор VT открывается, потенциал вывода 13 падает, что приводит к снижению тока через транзистор VT3 ИМС, уменьшению крутизны транзисторов VT1 и VT2 и, следовательно, к снижению усиления каскада. Если регулировка усиления каскада не производится, вывод 11 ИМС оставляют свободным.

На рис.9.4 приведена схема УПЧ АМ тракта на специализированной ИМС К174УПэ совместно с амплитудным детектором. Принципиальная схема ИМС и ее параметры приведены в прил.6. Нагрузкой УПЧ является резонансный контур L_К, C₁, полностью включенный в коллекторную цепь выходного транзистора VT9 ИМС. Для нормальной работы системы АРУ регулирующее напряжение, поступающее с выхода амплитудного детектора через фильтр R_Ф, C_Ф должно быть положительной полярности.

мкА Cф АРУ Cp Rф АРУ 4 8 LК RСМ CСМ RВХ Д DA К174УПэ 5 6 3 2 1 7 UАРУ Uп VD C1 CБЛ CБЛ CБЛ

Рис.9.4

Связь детектора с контуром может быть трансформаторная, как в схемах рис.9.1 и 9.3. Если в результате расчета УПЧ получится значение p_Д > 1, то при использовании ИМС К174УПэ согласующий контур к детектору подключается полностью, как показано на рис.9.4. В этом случае в схему могут быть включены элементы R_СМ, C_СМ для создания начального напряжения на диоде детектора с целью улучшения его работы в режиме слабого сигнала.

Все блокировочные конденсаторы схемы должны иметь емкость не менее 47 нФ. Микроамперметр, подключаемый к выводу 5 ИМС, служит для индикации уровня усиливаемого сигнала. Если он в приемнике не устанавливается, то вывод 5 следует соединить с корпусом.

Используя рекомендации п.2.7.5 и приведенные схемы каскадов, составляют схему тракта ПЧ в целом. При этом для предотвращения паразитной ОС по цепям питания каждый каскад подключают к шине питания через развязывающий фильтр R_Ф, C_Ф (рис.2.3).

Принимают специальные меры для обеспечения согласования выхода ФСИ со входом УПЧ. Для этого в схеме рис.2.3 на входе УПЧ включен резистор R_СОГЛ, обеспечивающий согласование при условии, что g_{ВХ УПЧ} < g_{ВЫХ ФСИ}.

Методика расчета гарантирует малое влияние внутренней ОС на работу резонансных каскадов и обеспечивает получение коэффициента устойчивости (k_У) этих каскадов не менее 0.9. При этом для АП справедливы соотношения: g_ВХ = g₁₁, C_ВХ = C₁₁, g_ВЫХ = g₂₂, C_ВЫХ = C₂₂. При малом влиянии внутренней ОС допустимо полное включение колебательного контура в выходную цепь АП (p₂ = 1), как это показано на рис.9.1, 9.3, 9.4.

Расчет УПЧ проводится покаскадно, начиная с расчета последнего каскада УПЧ и его связи с детектором и заканчивая расчетом первого каскада и его согласования с выходом ФСИ.

При этом нет принципиального различия в расчете каскадов УПЧ на дискретных транзисторах, на ИМС малой степени интеграции или на специализированной ИМС.

Основной целью расчета каскадов УПЧ является определение параметров нагрузки, при которых обеспечивается требуемое усиление каскада. Для резонансного каскада это - параметры согласующего контура и степень его связи с последующим каскадом. Для каскада с резистивной нагрузкой - сопротивление нагрузочного резистора (R_К).

Расчет каскадов проводим с использованием параметров выбранного ранее активного прибора (транзистора или ИМС). Для каскада на дискретном транзисторе рекомендуется вначале провести расчет при отсутствии резистора r_Э.

При расчете учитывается, что к выходу рассчитываемого каскада подключен вход следующего, характеризуемый проводимостью g_{ВХ СЛ} и емкостью C_{ВХ СЛ}. Для последнего каскада УПЧ

g_{ВХ СЛ} = 1 / R_{ВХ Д}, C_{ВХ СЛ} = C_{ВХ Д}.

В случае диодного амплитудного детектора влиянием входной емкости детектора можно пренебречь.

9.2. Расчет резонасного каскада УПЧ

Аналогично расчету ПрЧ (п.6.2) выбираем и рассчитываем полосу пропускания DF_КЭ и добротность эквивалентного контура Q_КЭ, емкость конденсатора C₁, емкость контура C_К = C₁ + C_М + C_ВЫХ и индуктивность контура L_К. В целях унификации конденсатор контура C₁ выбираем таким же, что и в ПрЧ. Задаемся значением конструктивной добротности контура Q_К и вычисляем его проводимость g_К. Определяем значение коэффициента включения входа следующего каскада в колебательный контур, при котором происходит требуемое снижение добротности:

.

Если рассчитанное значение p_{1 СЛ} превышаешает 1, то принима-ем p_{1 СЛ} = 1 и используем полное подключение следующего каскада к колебательному контуру, как это сделано в схеме рис.9.4. Для обеспечения требуемой полосы пропускания в колебательный контур в этом случае включаем шунтирующий резистор с сопротивлением

R_Ш = 1 / (g_{К Э} - g_К - g_ВЫХ - p²_{1 СЛ *} g_{ВХ СЛ}).

Для схем рис.9.1 и 9.3 рассчитываем индуктивность катушки связи

L_СВ = L_{К *} p²_{1 СЛ} / k²,

где значение k такое же, как в ПрЧ.

Уточняем значение эквивалентной проводимости контура

g_{К Э} = g_К + g_ВЫХ + p²_{1 СЛ *} g_{ВХ СЛ} + 1 / R_Ш

и рассчитываем коэффициент усиления каскада

K_{0 УПЧ i} = y_{21 *} p_{1 СЛ} / g_{К Э.}

Если рассчитанное значение коэффициента усиления существенно меньше принятого при расчете структурной схемы (п.2.7.5) следует увеличить y₂₁ активного прибора, изменив режим по постоянному току (в УПЧ на ИМС значение y₂₁ изменено быть не может). Можно уменьшить емкость контура C_К, либо допустить более узкую полосу пропускания каскада DF_КЭ и за счет этого понизить значение g_КЭ.

Если же рассчитанный коэффициент усиления существенно больше необходимого, его следует уменьшить. В каскаде на транзисторе возможно уменьшение усиления посредством изменения режима транзистора по постоянному току (снижения y₂₁). Снижение усиления возможно также путем уменьшения коэффициента включения p_{1 СЛ} или включения шунтирующего резистора с меньшим сопротивлением. Эти способы уменьшения усиления возможны при любом типе активного прибора.

Наилучшим способом уменьшения усиления каскада на транзисторе является использование ООС путем включения в цепь эмиттера резистора r_Э. Порядок расчета каскада при использовании ООС следующий:

Определяем требуемую глубину ООС

F = K_{0 УПЧ i} / K_{0 УПЧ i ТРЕБ}

и рассчитываем сопротивление резистора

r_Э = (F-1) / y_{21 0} .

Уточняем значения параметров транзистора:

y₂₁ = y_{21 0} / F, g_ВЫХ = g₂₂ = g_{22 0} / F, C_ВЫХ = C₂₂ = C_{22 0} / F,

g_ВХ = g₁₁ = g_{11 0} / F, C_ВХ = C₁₁ = C_{11 0} / F,

где индекс “0” имеют параметры при отсутствии ООС (r_Э = 0).

Затем повторяем расчет каскада.

После того как усиление каскада получится близким к требуемому, проводим расчет элементов, определяющих режим транзистора по постоянному току, разделительных и блокировочных конденсаторов (см. п.5.3). Уточняем значение входной проводимости каскада g_{ВХ УПЧ i} с учетом сопротивлений резисторов в цепи базы транзистора.

Определяем максимальное значение модуля отрицательной проводимости, вносимой во входную цепь каскада в результате действия внутренней ОС, обусловленной наличием проходной емкости (C_ПРОХ = C₁₂) активного прибора :

| g_ВН | _МАКС = 0.5 _* y_{21 *} w_{ПЧ *} C_ПРОХ / g_КЭ .

Оцениваем минимальное значение проводимости эквивалентного генератора (выходной проводимости предшествующего каскада), при котором коэффициент устойчивости рассчитываемого резонансного каскада будет достаточным (k_У > 0.9):

g_{Г МИН} > 10 _* | g_ВН | _МАКС - g_{ВХ УПЧ i}.

Если рассчитанное значение g_{Г МИН} окажется отрицательным, то это означает, что при любой проводимости генератора внутренняя ОС не оказывает заметного влияния на работу каскада. При этом ограничений на выбор проводимости генератора нет.

В каскаде на ИМС К174УПэ влиянием проходной емкости можно пренебречь и ограничения на выбор проводимости генератора отсутствуют.

9.3. Расчет каскада УПЧ с резистивной нагрузкой

Определяем суммарную выходную емкость каскада

C₀ = C_ВЫХ + C_М + C_{ВХ СЛ} ,

где C_ВЫХ­ - выходная емкость активного прибора данного каскада, C_М - емкость монтажа (2...4 пФ), C_{ВХ СЛ} - входная емкость следующего каскада. Оцениваем значение проводимости нагрузки, при которой влияние C₀ незначительно и можно считать, что каскад работает в области средних частот,

g_НЭ > (2...3) _* w_{ПЧ *} C₀ .

Рассчитываем сопротивление резистора R_К:

R_К = 1 / (g_НЭ - g_ВЫХ - g_{ВХ СЛ}).

Если за рассчитываемым каскадом следует резонансный каскад, то проверяем, выполняется ли условие, необходимое для его устойчивой работы

1/R_К + g₂₂ > g _{Г МИН}.

Если оно не выполняется, корректируем значения R_К и g_НЭ :

R_К = 1 / (g _{Г МИН} - g₂₂), g_НЭ = 1/R_К + g_ВЫХ + g_{ВХ СЛ} .

Определяем коэффициент усиления каскада:

K_{0 УПЧ i} = y₂₁ / g_{Н Э}

и сравниваемым его с выбранным при расчете структурной схемы.

Если рассчитанный коэффициент усиления значительно больше требуемого, то для его уменьшения можно снизить y₂₁ транзистора, уменьшить значение R_К, использовать ООС (см. п.9.2).

Увеличить коэффициент усиления можно путем увеличения y₂₁. Однако возможности увеличения усиления каскада с резистивной нагрузкой на высоких частотах ограничены. При неудовлетворительном значении K_{0 УПЧ i} следует отказаться от использования такого каскада в пользу каскада с резонансной нагрузкой.

Аналогично каскаду с резонансной нагрузкой проводим расчет элементов, определяющих режим транзистора по постоянному току, разделительных и блокировочных конденсаторов. Уточняем значение входной проводимости каскада g_{ВХ УПЧ i} с учетом сопротивлений резисторов в цепи базы транзистора.

9.4. Расчет общих характеристик тракта УПЧ

После того, как рассчитаны все каскады УПЧ обеспечиваем согласование входной проводимости тракта УПЧ g_{ВХ УПЧ} = g_{ВХ УПЧ 1} с выходной проводимостью ФСИ g_{ВЫХ ФСИ}. Если g_{ВХ УПЧ} < g_{ВЫХ ФСИ}, для согласования параллельно выходу ФСИ включают резистор (рис.2.3) с сопротивлением

R_СОГЛ = 1 / (g_{ВЫХ ФСИ} - g_{ВХ УПЧ}).

Если g_{ВХ УПЧ} > g_{ВЫХ ФСИ}, но эти проводимости отличаются не более, чем в 2 раза, для обеспечения согласования между выходом ФСИ и входом УПЧ можно вместо параллельного включить последовательный резистор с сопротивлением

R_СОГЛ = 1 / g_{ВЫХ ФСИ} - 1 / g_{ВХ УПЧ} .

Если же значения проводимостей g_{ВХ УПЧ} и g_{ВЫХ ФСИ} отличаются более чем в 2 раза, для согласования следует использовать согласующий трансформатор с коэффициентом трансформации

.

Этот трансформатор может быть выполнен, например, на ферритовом кольце.

Другой метод согласования УПЧ и ФСИ основан на использовании зависимости входной проводимости усилительного каскада от характера и глубины (F) ООС. Последовательная ООС снижает входную проводимость каскада (g_{ВХ УПЧ} = g_{ВХ УПЧ 0} / F), параллельная - увеличивает (g_{ВХ УПЧ} = g_{ВХ УПЧ 0 *} F) [15]. Обеспечив необходимую глубину ООС, добиваются равенства g_{ВХ УПЧ} = g_{ВЫХ ФСИ}. При таком способе согласования для компенсации снижения усиления из-за действия ООС может потребоваться введение дополнительного каскада УПЧ.

Если в усилителе на ИМС К174УПэ (рис.9.4) включены элементы R_СМ, C_СМ рассчитываем их значения. Для этого задаемся начальным током диода I_{Д НАЧ} приблизительно 50...100 мкА и необходимым напряжением смещения на диоде, которое ориентировочно равно U_СМ = 0.6...0.7 В при использовании кремниевого диода и U_СМ = 0.2...0.3 В в случае германиевого диода. Используя полученное при расчете АД сопротивление нагрузки детектора для постоянного тока R_ПТ, определяем постоянное напряжение на R_СМ:

U₀ = U_СМ + I_{Д НАЧ} R_ПТ ,

и значение R_СМ :

R_СМ = U₀ / (I_К - I_{Д НАЧ}),

где I_К = 1.2 мА - постоянная составляющая коллекторного тока выходного транзистора ИМС К174УПэ.

Рассчитываем значение шунтирующей емкости

C_СМ > (10...100) / w_ПЧ R_СМ.

При наличии в каскадах УПЧ цепи АРУ выбираем элементы фильтра АРУ, исходя из нужного значения постоянной времени этого фильтра t_{Ф АРУ} = 0.1...0.2 с (при приеме АМ сигналов):

R_{Ф АРУ} > 4 R_ПТ , C_{Ф АРУ} = t_{Ф АРУ} / R_ПТ .

Выбираем стандартные значения R_{Ф АРУ} и C_{Ф АРУ}.

В заключении расчета определяем коэффициент усиления тракта УПЧ в целом

K_{0 УПЧ} = K_{0 УПЧ i}

и напряжение на входе детектора

U_{ВХ Д} = U_{ВХ УПЧ МИН *} K_{0 УПЧ}.

Убеждаемся, что оно незначительно отличается от принятого при расчете структурной схемы.

Литература

1. Алексеев Ю.П. Бытовая радиоприемная и звуковоспроизводящая аппаратура. Справочник. - М.: Радио и связь, 1991, 1994.

2. Атаев Д.И., Болотников В.А. Аналоговые ИМС для бытовой радиоаппаратуры. Справочник. - М.: МЭИ, 1993.

3. Бобров Н.В. Расчет радиоприемников. - М.: Радио и связь, 1981.

4. Буга Н.Н., Конторович В.Я., Сенина Р.С., Шапиро Д.Н. Электромагнитная совместимость систем и средств радиосвязи. Уч. пособие. - Л.: ЛЭИС, 1982.

5. ГОСТ 5651-89. Устройства радиоприемные бытовые. Общие технические условия.

6. Дроздов В.В. Любительские КВ трансиверы. - М.: Радио и связь, 1988.

7. Калантаров П.Л., Цейтлин Л.А. Расчет индуктивностей. - Л.: Энергоатомиздат, 1986.

8. Кононович Л.М. Современный радиовещательный приемник. - М.: Радио и связь, 1986.

9. Макаров О.В., Олендский В.А., Палшков В.В. Руководство по курсовому проектированию радиоприемников. - СПб.: ЭИС, 1992.

10. Методические указания по курсовому проектированию радиоприемных устройств с использованием интегральных микросхем. Составители: Д.Н.Шапиро, Р.С.Сенина, А.А.Бердников. - Л.: ЛЭИС, 1984.

11. Методические указания по проектированию малошумящих транзисторных усилителей СВЧ. Ч.1 и 2 / М.А.Кузнецов, В.Л.Смрчек, В.М.Устименко - Л.: ЛЭИС, 1986, 1987.

12. Полупроводниковые приборы. Диоды высокочастотные, диоды импульсные, оптоэлектронные приборы: Справочник / Под ред. А.В.Голомедова. - М.: Радио и связь, 1988

13. Поляков В.Т. Радиовещательные ЧМ приемники с фазовой автоподстройкой. - М.: Радио и связь, 1983.

14. Прокофьев В.Г., Пахарьков Г.Н., Зарубежная бытовая радиоэлектронная аппаратура. - М.: Радио и связь, 1988.

15. Радиоприемные устройства: Учебник для вузов / Н.Н.Фомин, Н.Н.Буга, О.В.Головин и др.; Под ред. Н.Н.Фомина. - М.: Радио и связь, 1996.

16. Транзисторы для аппаратуры широкого применения. Справочник. / Под ред. Б.Л.Перельмана. - М.: Радио и связь, 1981.

17. Харинский А.Л. Основы конструирования элементов радиоаппаратуры. - Л.: Энергия, 1971.

18. Шапиро Д.Н. Расчет каскадов транзисторных радиоприемников. - Л.: Энергия, 1968.

19. Шумилин М.С., Козырев В.Б. Власов В.А. Проектирование транзисторных каскадов передатчиков. - М.: Радио и связь, 1987.

20. Пьезоэлектрические приборы. Фильтры, преобразователи, датчики. Справочник. - СПб.: Изд. РНИИ “Электростандарт”, 1996.

ПРИЛОЖЕНИЕ 1