2. Рассчитывается конструкция двухдиапазонной ферритовой (магнитной) антенны.

Дата: 2025-05-21; Просмотры: 3

Оценка:

0.00 из 5.00 — оценок

Скачиваний: 0

Скачать

3. Производится расчет результирующих характеристик входного устройства в трех точках каждого диапазона.

Расчет ферритовой антенны начинается с выбора ферритового стержня. Для повышения эффективности работы магнитной антенны длину стержня следует выбрать максимально возможной при принятом конструктивном исполнении приемника. Для магнитной антенны, работающей в диапазонах ДВ и СВ предпочтительно использовать стержни из никель-цинкового феррита с относительной магнитной проницаемостью m_Ф = 600...1000.

Расчет конструкции магнитной антенны проводится методом последовательных приближений. Вначале выбирают длину основных катушек l_ДВ и l_СВ и диаметр провода в изоляции, которым предполагается намотать катушки, d_{ПИ ДВ} и d_{ПИ СВ}. С использованием этих параметров определяют число витков катушек W_ДВ и W_СВ, при которых обеспечиваются необходимые значения индуктивностей L_ДВ и L_СВ. Однако, диаметр провода d_ПИ, который при рассчитанном числе витков W позволяет получить катушку необходимой длины, может существенно отличаться от принятого ранее. В этом случае следует вновь выбрать диаметр провода и, изменив длину катушек l_ДВ и l_СВ, повторить вычисление W_ДВ и W_СВ. Проверив насколько полученные значения d_{ПИ ДВ} и d_{ПИ СВ} отличаются от исходных, принять решение о необходимости еще одного цикла расчетов.

После того, как рассчитаны основные катушки, выполняется расчет катушек связи.

Критерием удовлетворительности расчета конструкции магнитной антенны является ее действующая высота h_ДА отдельно в диапазонах ДВ и СВ. Ориентировочные значения h_ДА были приняты при расчете структурной схемы в разд.2. Если расчитанные значения значительно отличаются в меньшую сторону от принятых ранее, следует вновь произвести расчет конструкции магнитной антенны, оптимизируя ее параметры.

В пояснительной записке помимо сведений, указанных выше в п.4.2, должен быть приведен конструктивный чертеж магнитной антенны с указанием всех размеров.

5. РАСЧЕТ УРЧ И ОБЩИХ ХАРАКТЕРИСТИК ПРЕСЕЛЕКТОРА

5.1. Порядок расчета

Схемы резонансных усилительных каскадов на биполярном и полевом транзисторах приведены на рис.5.1 и 5.2. В этих схемах транзистор включен с общим эмиттером (истоком). При включении транзистора по схеме с общей базой (затвором) можно использовать приведенный ниже порядок расчета с соответствующим пересчетом y-параметров транзистора.

р1 Сэ LСВ2 Uп LСВ1 р2 gГ р1 СЛ gВХ СЛ CВХ СЛ RДОБ СБЛ LК RЭ rЭ VT RБ1 RБ2 СР

Рис.5.1

СБЛ р1 р2 gВХ СЛ CВХ СЛ р1 СЛ gГ Uп з LСВ1 LСВ2 СБЛ LК VT rИ Rз2 Rз1 СР

			UП

Рис.5.2

Сигнал поступает на базу (затвор) транзистора от контура входного устройства с коэффициентом включения p₁. Проводимость, которую транзистор “видит” со стороны источника сигнала, - g_Г. Эти параметры известны из расчета входного устройства. Колебательный контур в нагрузке транзистора выполнен по схеме колебательного контура входного устройства, перестраивается в том же диапазоне частот и имеет те же параметры L_К, Q_К, C_{К МИН}, C_{К МАКС}, g_К. Эквивалентные параметры и связи колебательного контура с внешними цепями p₂ и p_{1 СЛ} будут определены при расчете.

Исходными данными для расчета являются также параметры транзистора в режиме, выбранном ранее при расчете структурной схемы с учетом требований многосигнальной избирательности (с учетом сопротивления резистора r_Э, если он используется):

y₂₁ - модуль проводимости прямой передачи;

C₁₂ - проходная емкость транзистора;

g_ВХ ~ g₁₁ - вещественная составляющая входной проводимости;

g_ВЫХ ~ g₂₂ - вещественная составляющая выходной проводимости;

C_ВХ ~ C₁₁ и C_ВЫХ ~ C₂₂ - входная и выходная емкости;

DC_ВХ ~ 0.3 C_ВХ­ - возможное отклонение C_ВХ­ от заданного значения;

I₀ - значение постоянной составляющей тока транзистора.

Следующим каскадом является преобразователь частоты. Для расчета УРЧ необходимы его параметры:

g_{ВХ СЛ} - вещественная составляющая входной проводимости;

C_{ВХ СЛ} - входная емкость;

DC_{ВХ СЛ} ~ 0.3 C_{ВХ СЛ­} - возможное отклонение C_{ВХ СЛ­} от заданного значения;

K_{Ш ПР} - коэффициент шума.

В качестве g_{ВХ СЛ}, C_{ВХ СЛ}, K_{Ш ПР} принимаем соответствующие параметры ИМС преобразователя частоты (прил.5), либо иного выбранного преобразующего элемента.

Расчет УРЧ состоит из расчета характеристик каскада для усиливаемого сигнала (по переменному току) и расчета элементов цепей питания (по постоянному току).

5.2. Расчет резонансного коэффициента усиления УРЧ и чувствительности приемника

Расчет производится на тех же частотах настройки, что и расчет входного устройства. Резонансный усилитель, работающий в диапазоне частот, имеет коэффициент усиления, зависящий от частоты настройки. В представленных схемах K_{0 УРЧ} на верхней частоте диапазона имеет наибольшее значение. Влияние внешних цепей на параметры колебательного контура будет наибольшим также на верхней частоте, поэтому коэффициенты включения (трансформации) p₂ и p_1СЛ выбирают, исходя из допустимого влияния внешних цепей на параметры колебательного контура, именно на максимальной расчетной частоте. В пределах рассчитываемого диапазона p₂ и p_1СЛ от частоты настройки не зависят.

Раcсчитываем значение p₂:

- из условия допустимого расширения полосы пропускания D=DF_КЭ/DF_К. Значение D выбираем равным 1.2...1.5

;

- из условия допустимого влияния внутренней обратной связи на устойчивость работы УРЧ

;

- из условия расстройки контура не более, чем на половину полосы пропускания за счет подключения к нему DC_ВЫХ

;

Из трех полученных значений выбираем меньшее p₂ = min{ p_2D, p_2У, p_2f }, которое используем при дальнейших расчетах.

Рассчитываем значение p_{1 СЛ} :

- из условия допустимого расширения полосы пропускания

;

- из условия допустимой расстройки контура

.

Из двух значений выбираем меньшее p_{1 СЛ} = min{ p_{1 СЛ D}, p_{1 СЛ f} }, которое используем в дальнейших расчетах.

Если в результате расчета p₂ > 1 или p_{1 СЛ} > 1, то следует принять это значение равным единице и на схеме изображать полное подключение контура к соответствующей внешней цепи.

Если p₂ < 1, p_{1 СЛ} < 1, рассчитываем значение индуктивностей катушек связи

L_{СВ 1} = L_К p₂² / k² , L_{СВ 2} = L_К p_{1 СЛ}² / k² ,

где k - коэффициент магнитной связи между катушками, при однослойной намотке k = 0.2...0.3, при многослойной k = 0.4...0.5.

Если значение индуктивности L_СВ1 или L_СВ2 превышает 0.3 L_К, следует отказаться от трансформаторной связи контура с соответствующей цепью и использовать автотрансформаторную связь, при которой элементом связи является часть катушки L_К и взаимная индуктивность нижней и верхней частей этой катушки.

Рассчитываем параметры УРЧ на крайних и одной или нескольких средних частотах диапазона, т.е. при f₀ = {f_МИН, f_СР, f_МАКС}. Расчету подлежат:

- резонансная проводимость колебательного контура

g_К = 1 / (w₀ L_К Q_К) ,

- резонансная проводимость эквивалентного контура

g_КЭ = g_К + p₂² g_ВЫХ + p_{1 СЛ}² g_{ВХ СЛ} ,

- эквивалентная добротность контура

Q_КЭ = 1 / (w₀ L_К g_КЭ) ,

- полоса пропускания каскада

DF_УРЧ = f₀ / Q_КЭ ,

- резонансный коэффициент усиления

K_{0 УРЧ} = y₂₁ p₂ p_{1 СЛ} / g_КЭ .

Результаты расчета сводим в таблицу.

Полученные при расчете значения K_{0 УРЧ} следует сравнить с теми, которыми задавались при расчете структурной схемы преселектора и скорректировать полученные значения. Уменьшить K_{0 УРЧ} можно уменьшением коэффициентов включения p₂ и p_{1 СЛ}, либо шунтированием контура активным сопротивлением. Включение в схему (либо увеличение сопротивления) резистора r_Э также приводит к снижению усиления каскада, одновременно улучшая его линейность.

Увеличить коэффициент усиления можно только за счет увеличения y₂₁, что достигается увеличением I₀, но это допустимо делать только в небольших пределах. С учетом внесенных изменений необходимо скорректировать выполненный расчет.

Рассчитываем получающееся в результате значение чувствительности приемника при заданном в ТЗ отношении сигнал/шум на выходе и стандартном испытательном сигнале.

Используем при этом рассчитанное в разд.3 значение U²_{Ш ВХ 1} - квадрат напряжения шума АП1, приведенного к его входу.

Рассчитываем квадрат напряжения шума, создаваемого преобразователем частоты на его входе

U²_{Ш ВХ2} = 4 k Т₀ (1/g_Г) DF_ПР К_{Ш ПР} ,

где g_Г = (2...3)g_{ВХ ПР}; g_{ВХ ПР} и К_{Ш ПР} берутся из справочных данных.

Рассчитываем суммарное напряжение шума на входе АП1

.

Рассчитываем наихудшее в диапазоне (номинальное) значение чувствительности приемника

U_А0 = z_{ВХ *} U_{Ш ВХ.1 S} / К_{0 ВХ МИН}, Е_А0 = U_А0 / h_ДА.

где К_{0 ВХ МИН} - наименьший в диапазоне коэффициент передачи входно-го устройства.

Значение z_ВХ определяем через заданное в ТЗ z_ВЫХ, при котором измеряется чувствительность (см. п.2.8). При приеме сигналов

АМ: z_ВХ = z_ВЫХ / m_Н, ОМ: z_ВХ = z_ВЫХ, ЧМ: z_ВХ = .

Если полученное значение чувствительности удовлетворяет требованию ТЗ, то можно перейти к дальнейшим расчетам. В противном случае необходимо выбрать новый режим работы или новый транзистор и вернуться к началу.

5.3. Расчет элементов цепей питания

5.3.1. Каскад на биполярном транзисторе (рис.5.1)

Исходной величиной для расчета является значение постоянной составляющей тока. Можно считать I_К = I_Э = I₀. Напряжение между коллектором и эмиттером U_КЭ берется из справочных данных на транзистор и слабо влияет на параметры транзистора. Напряжение между базой и эмиттером U_БЭ для маломощных транзисторов можно принять равным 0.6 В. Сопротивления резистора R_Э, оптимальные с точки зрения температурной стабильности, указаны в табл.5.1.

Таблица 5.1

По таблице номинальных значений (прил.2) выбираем сопротивление резистора R_Э, включенного в схему, и рассчитываем

U_Э = I_{0 *} R_Э , U_К = U_Э + U_КЭ.

Если U_К < U_П, в цепь питания правее C_БЛ включаем дополнительный резистор с сопротивлением R_ДОП = (U_П - U_К) / I₀.

Задаемся значением тока делителя R_Б1, R_Б2: I_Д ~ 0.1 I₀. Рассчитываем напряжение между базой и корпусом

U_Б = U_БЭ + U_Э = 0.6 + U_Э

и значения сопротивлений

R_Б2 = U_Б / I_Д , R_Б1 = (U_К - U_Б) / I_Д .

Подбираем по таблице номинальных значений ближайшие к рассчитанным.

Определяем вещественную составляющую входной проводимости каскада УРЧ с учетом сопротивлений делителя:

g_{ВХ УРЧ} = g_ВХ + 1 / R_Б1 + 1 / R_Б2.

Во избежание излишней отрицательной обратной связи по переменному току выбираем значение емкости C_Э, параллельной R_Э, из условия:

C_Э > 10 y₂₁ / w_МИН ,

где w_МИН - значение минимальной частоты сигнала, на которую рассчитан УРЧ приемника.

Емкость разделительного конденсатора выбираем из условия:

C_Р > 10 g_{ВХ УРЧ} / w_МИН .

Емкость блокировочного конденсатора в цепи питания выбираем аналогично

C_БЛ > (20...30) g_ВЫХ / w_МИН .

Подбираем по таблице номинальных значений емкости конденсаторов, ближайшие к рассчитанным. При необходимости включения в схему электролитических конденсаторов большой емкости параллельно им в схему включаем высокочастотные конденсаторы меньшей емкости.

5.3.2. Каскад на полевом транзисторе (рис.5.2)

На схеме представлен отдельный источник питания затвора U_{П З}, так как ПТ разного типа требуют разной полярности напряжения на затворе. При одинаковой полярности напряжений на затворе и стоке может использоваться один общий источник питания, тогда схема питания затвора будет аналогична рис.5.1. При разных полярностях напряжений на затворе и стоке чаще используют автоматическое смещение так, как показано на рис.5.3 и 5.4. В первом варианте имеем элементы C_Р и R_З, без которых можно обойтись при трансформаторной или автотрансформаторной связи с предшествующим каскадом.

СИ RИ rИ RЗ Ср

rИ СИ RИ

Рис.5.3 Рис.5.4

Исходными данными для расчета являются: I_C = I₀ - значение тока в исходном режиме, U_СИ - напряжение между стоком и истоком.

Требуемое значение напряжения на затворе U_ЗИ следует выбрать по статическим характеристикам транзистора из справочных данных.

Рассчитываем сопротивление R_И, на котором создается это напряжение

R_И = U_ЗИ / I₀ ,

и напряжение на стоке относительно корпуса

U_С = U_ЗИ + U_СИ .

Если U_С < U_П в цепь питания правее C_БЛ включаем дополнительный резистор с сопротивлением R_ДОП = (U_П - U_С) / I₀.

Если U_С > U_П, то схема с автосмещением не пригодна и следует вернуться к схеме рис.5.2.

Так как ток затвора ПТ пренебрежимо мал, то R_З не влияет на режим по постоянному току и его следует выбирать так, чтобы оно меньше шунтировало колебательный контур предшествующего каскада:

R_З > (5...10) / g_Г.

При использовании схемы рис.5.2 сопротивление резистора R_З2 выбираем аналогично. Затем определяем ток делителя

I_Д = U_ЗИ / R_З2

и рассчитываем

R_З1 = (U_П - U_ЗИ) / I_Д.

Вещественная составляющая входной проводимости каскада на ПТ в основном определяется резисторами:

g_{ВХ УРЧ} = 1 / R_З1 + 1 / R_З2 в схеме рис.5.2;

g_{ВХ УРЧ} = 1 / R_З в схеме рис.5.3;

g_{ВХ УРЧ} = U_З / I_{УТ З} в схеме рис.5.4,

где I_{УТ З} - ток утечки затвора.

Емкости конденсаторов - разделительного (C_Р), в цепи истока (C_И), блокировочного (C_БЛ) - вычисляем аналогично п.5.3.1. Все рассчитанные сопротивления и емкости также следует выбрать по таблице номинальных значений (прил.2).

5.4. Расчет характеристик избирательности преселектора

На крайних частотах диапазона f_МИН и f_МАКС расcчитываем и строим характеристики избирательности преселектора

s_ПРЕС = s_ВХ + s_УРЧ,

где s_ВХ и s_УРЧ, соответственно, характеристики избирательности входного устройства и УРЧ, рассчитываемые следующим образом:

s_ВХ = 20 lg( 1 / g_ВХ) , , x₁ = Q_{КЭ ВХ}(f / f₀ - f₀ / f),

s_УРЧ = 20 lg( 1 / g_УРЧ) , , x₂ = Q_{КЭ УРЧ}(f / f₀ - f₀ / f),

где f₀ - частота настройки, f - текущее значение частоты. Расчет производится до значений s_ПРЕС < 20 дБ. На одном графике строим три резонансные кривые: s_ВХ, s_УРЧ, s_ПРЕС отдельно для f_МИН и f_МАКС. По характеристике s_ПРЕС определяется полоса пропускания преселектора на уровне 3 дБ (DF_ПРЕС) и ослабление соседнего канала в преселекторе s_СК.

На f_МИН и f_МАКС расcчитываем ослабление в УРЧ помехи с частотой зеркального канала, с промежуточной частотой и с частотой соседнего канала

s_УРЧ = 10 lg( 1 + x²_П), x_П = Q_{КЭ УРЧ}(f_П / f₀ - f₀ / f_П),

где f₀ - частота настройки;

при определении s_{ЗК УРЧ}: f_П = f_ЗК = f₀ + 2 _* f_ПЧ,

при определении s_{ПЧ УРЧ}: f_П = f_ПЧ,

при определении s_{СК УРЧ}: f_П = f_СК = f­₀ + Df_СК.

Рассчитываем общее ослабление зеркального канала, канала ПЧ и соседнего канала в преселекторе приемника:

s_{ЗК ПР}=s_{ЗК ВХ}+s_{ЗК УРЧ}, s_{ПЧ ПР}=s_{ПЧ ВХ}+s_{ПЧ УРЧ}, s_{СК ПРЕС}=s_{СК ВХ}+s_{СК УРЧ},

где значения s_{ЗК ВХ}, s_{ПЧ ВХ}, s_{СК ВХ} определены при расчете ВхУ.

Сравниваем полученные значения s_ЗК и s_ПЧ с требованием ТЗ.

На расчетных частотах диапазона вычисляем коэффициент передачи преселектора для сигнала и каждой из помех, определяющих заданный параметр нелинейности приемника:

K_{0 ПРЕС} = K_{0 ВХ *} K_{0 УРЧ} ,

K_{П i ПРЕС} = K_{0 ПРЕС *} g _{ВХ i *} g _{УРЧ i} .

где g_{УРЧ i} - ослабление i -ой помехи в УРЧ:

, x_{УРЧ i} = Q_{КЭ УРЧ}(f_{П i} / f₀ - f₀ / f_{П i});

значения g_{ВХ i} определены ранее в п.3.2.

Рассчитываем напряжение сигнала и помех на входе преобразователя частоты:

U_{С ВХ ПР} = U_{А0 *} K_{0 ПРЕС} ,

U_{П i ВХ ПР} = U_{А П i *} K_{П i ПРЕС} .

6. Расчет преобразователя ЧАСТОТЫ НА ИМС К174ПС1

6.1. Варианты построения схем преобразователей частоты

Принципиальная схема и параметры ИМС К174ПС1 при различных режимах работы приведены в прил.5. ИМС позволяет реализовать разнообразные варианты построения ПрЧ, отличающиеся способом подключения нагрузки, видами связей с предшествующим УРЧ и с цепями гетеродина. ИМС позволяет также выполнить ПрЧ с внешним и с совмещенным гетеродином.

			ФСИ

Рис.6.1   СБЛ RШ DA 1,4,6,9,14 СМ СВЫХ С1 LК LФ pФ 3 2 5 UП

	13

Рис.6.2   1,4,6,9,14 СВЫХ СМ pф LФ LК UП СБЛ DA С1 RШ 5 2 3 ФСИ

На рис.6.1 и 6.2 приведены варианты подключения нагрузки к выходу ПрЧ. Нагрузкой ПрЧ является ФСИ, подключаемый через согласующий контур L_К, C_К. При несимметричном подключении контура к выходу ИМС (рис.6.1) спектр выходного тока соответствует балансной схеме, при симметричном (рис.6.2) - кольцевой. В обоих случаях в ПрЧ обеспечивается ослабление помехи с частотой, равной промежуточной. Для реализации преимуществ кольцевой схемы необходимо обеспечить высокую степень симметрии контурной катушки относительно центрального отвода. Способ подключения нагрузки определяет различие в значениях параметров y_{21 ПР}, g_ВЫХ, C_ВЫХ ИМС (см. прил.5).

ИМС позволяет использовать симметричное (рис.6.3) и несимметричное (рис.6.4) подключение входов ИМС к выходам УРЧ и гетеродина (при работе от внешнего гетеродина). Симметричная схема предпочтительна при трансформаторных связях. При других видах связей (автотрансформаторной, внутриемкостной) лучше использовать несимметричную схему. Можно использовать симметричную схему для связи с источником сигнала и несимметричную для связи с гетеродином или наоборот.

Контур гетер. 12 10 13 11 5 1,4,6,9,14 R 200 LСВ Г LСВ С 3 2 8 7 DA

CБЛ CБЛ CР 1,4,6,9,14 DA 11 10 R 200 12 13 8 От гетер. От УРЧ 7

									5
					СРР
	Контур УРЧ

Рис.6.3 Рис.6.4

На ИМС К174ПС1 можно выполнить ПрЧ с совмещенным гетеродином, в котором обеспечивается малое взаимное влияние цепей сигнала и гетеродина. Автогенератор выполняют на транзисторах VT3 и VT6 ИМС, к эмиттерным и базовым цепям которых подключают контур, настроенный на f_Г (рис.7.9 и 7.10). Нумерация внутренних элементов ИМС на этих рисунках соответствует обозначениям на принципиальной схеме прил.5. Методика расчета автогенератора на ИМС приведена в п.7.3.

Построение ПрЧ с совмещенным гетеродином позволяет уменьшить число активных элементов в приемнике, однако схема переключения диапазонов оказывается сложнее, чем при использовании ПрЧ с отдельным гетеродином, поэтому ПрЧ с совмещенным гетеродином целесообразно применять при отсутствии коммутации в цепях гетеродина (например в блоке УКВ приемника).

В схеме рис.7.9 при трансформаторных связях контура гетеродина с транзисторами значения коэффициентов включения контура в базовую (p_Б) и эмиттерную (p_Э) цепи VT3 и VT6 ИМС не зависят от частоты. Это определяет постоянство амплитуды напряжения на контуре гетеродина (U_{m КГ}) при его перестройке в широких пределах.

В схеме рис.7.10 при емкостных связях контура гетеродина с транзисторами значения коэффициентов включения p_Б и p_Э изменяются при перестройке, поэтому эта схема находит применение при K_ДГ < 1.2...1.3. Схема с емкостными связями используется также в гетеродинах, частота которых стабилизирована кварцевым резонатором (см. п.8.3).

В схеме рис.7.10 частота контура гетеродина изменяется с помощью варикапа VD, который подключен к контуру через разделительные конденсаторы C_Р. Варикапная настройка может быть использована и при трансформаторных связях (рис.7.9).

6.2. Расчет подключения нагрузки к преобразователю частоты

Задачей расчета является определение параметров элементов согласующего контура (рис.6.1 и 6.2) и коэффициента его включения p_Ф во входную цепь ФСИ.

Исходными данными для расчета являются:

- значение промежуточной частоты приемника, f_ПЧ ;

- полоса пропускания ФСИ, DF_Ф ;

- входная проводимость ФСИ, g_{ВХ Ф} ;

- конструктивная добротность катушки СК на f_ПЧ, Q_К ;

- крутизна преобразования ИМС, y_{21 ПР} ;

- выходная проводимость ИМС на f_ПЧ, g_ВЫХ .

Значения y_{21 ПР} и g_ВЫХ должны соответствовать выбранной схеме подключения нагрузки (рис.6.1 или 6.2).

Полоса пропускания согласующего контура выбирается существенно больше, чем полоса пропускания ФСИ, чтобы избежать влияния согласующего контура на полосу пропускания тракта ПЧ. С другой стороны она не должна быть слишком большой, так как это приведет к снижению коэффициента усиления ПрЧ и к ухудшению избирательности при больших отстройках. Рекомендуется выбрать

DF_КЭ = (2.5...3.5) DF_Ф.

Рассчитываем требуемое значение добротности эквивалентного контура

Q_КЭ = f_ПЧ / DF_КЭ.

Задаемся стандартным значением емкости конденсатора контура C₁. Можно выбрать C₁ таким же, как в приемнике-прототипе или выбрать значение C₁ в пределах от 500 до 1200 пФ при f_ПЧ = 465 кГц и f_ПЧ = 500 кГц и от 75 до 150 пФ при f_ПЧ = 10.7 МГц. Рассчитываем емкость C_К контура с учетом емкости монтажа C_М = 2...5 пФ и выходной емкости ИМС

C_К = C₁ + C_М + C_ВЫХ

и индуктивность контура

L_К = 1 / (w_ПЧ² C_К).

Полагая конструктивную добротность контура Q_К = 80...150 и убедившись, что она не менее чем в 2.5...3 раза выше значения Q_КЭ, вычисляем проводимости ненагруженного и нагруженного (эквивалентного) контура

g_К = 1 / (w_ПЧ L_К Q_К), g_КЭ = 1 / (w_ПЧ L_К Q_КЭ)

и сопротивление шунтирующего резистора

R_Ш = 1/ (0.5 g_КЭ - g_К - g_ВЫХ).

Определяем коэффициент включения согласующего контура во входную цепь ФСИ, при котором обеспечивается согласование ФСИ на его входе:

.

Рассчитываем индуктивность катушки связи

L_Ф = L_{К *} p_Ф² / k² ,

где k - коэффициент магнитной связи, зависит от типа применяемых сердечников; для броневых сердечников, используемых при f_ПЧ=465 кГц, он может достигать значений 0.8...0.9; для однослойных катушек с ферритовым подстроечным сердечником при f_ПЧ=10.7 МГц k=0.25...0.35.

Определяем коэффициент усиления преобразователя частоты:

K_{0 ПР} = U_{ВХ Ф} / U_{ВХ ПР} = y_{21 ПР} p_Ф / g_КЭ

и сравниваем его со значением, которым задавались при расчете структурной схемы. Скорректировать значение K_{0 ПР} можно изменением сопротивления R_Ш, а следовательно и p_Ф. Однако следует иметь в виду, что при этом изменяется и DF_КЭ, уменьшение которой нежелательно.

На расчетных частотах диапазона рассчитываем напряжение сигнала на входе УПЧ:

U_{ВХ УПЧ} = U_{А0 *} K_{0 ПРЕС} (f₀) _* K_{0 ПР *} K_{0 Ф} .

Рассчитываем суммарное ослабление соседнего канала в преселекторе и ФСИ:

s_СК = s_{СК ПРЕС} + s_{СК ФСИ}

и сравниваем с требованием ТЗ.

6.3. Проверка выполнения требований ТЗ к многосигнальной избирательности приемника

При недостаточном ослаблении помех в преселекторе указанные в ТЗ нелинейные эффекты могут возникнуть и в преобразователе частоты, ухудшив параметры многосигнальной избирательности приемника в целом.

Транзисторы преобразователя частоты ИМС К174ПС1 имеют глубину отрицательной обратной связи по переменному току F = 1 + g_{210 *} R ориентировочно равную 2. При такой глубине ОС значение параметра нелинейности y₂₁^// / y₂₁ (см. разд.3) приблизительно равно 95.

По приведенным в разд.3 выражениям и указанном значении параметра нелинейности рассчитываем заданный в ТЗ коэффициент нелинейности (K_БЛ , m_ПЕР или K_{ИМ 2,1}) преобразователя частоты. Необходимые для этого расчета уровни сигнала и помех на входе преобразователя частоты определены в п.5.4.

Рассчитанные в п.3.2 значения коэффициентов нелинейности УРЧ обозначаем K^/_БЛ, m^/_ПЕР, K^/_{ИМ 2,1}.

Рассчитанные значения коэффициентов нелинейности ПрЧ обозначаем K^//_БЛ, m^//_ПЕР, K^//_{ИМ 2,1}.

Результирующие значения коэффициентов нелинейности приемника в целом обозначаем K_{БЛ ПРМ}, m_{ПЕР ПРМ}, K_{ИМ 2,1 ПРМ}.

Рассчитываем значение указанного в ТЗ результирующего коэффициента нелинейности приемника по одному из трех выражений:

K_{БЛ ПРМ} = K^/_БЛ + K^//_БЛ - K^/_{БЛ *} K^//_БЛ ,

m_{ПЕР ПРМ} = m^/_ПЕР + m^//_ПЕР,

K_{ИМ 2,1 ПРМ} = .

Сравниваем полученное значение с требованием ТЗ. Если оно оказалось больше заданного, то нужно либо произвести перерасчет преселектора, либо смириться с полученным значением (что означает невыполнение требований ТЗ).

7. расчет гетеродина

Расчет гетеродина приемника включает в себя следующее.

Определение структуры контура гетеродина и параметров его элементов, исходя из требуемой точности сопряжения настроек гетеродина и преселектора (п.7.1).

Подбор температурных коэффициентов емкостей дополнительных конденсаторов, включенных в контур гетеродина, для обеспечения температурной стабильности его частоты (п.7.2).

Расчет автогенератора, являющегося источником напряжения гетеродина для преобразователя частоты.

Расчет автогенератора на транзисторах, входящих в ИМС К174ПС1, приведен в п.7.3.

В общем случае автогенератор может быть выполнен на отдельном транзисторе. Его расчет может быть произведен по любой из существующих методик. Один из вариантов расчета, ориентированный на термостабилизацию параметров транзистора [18], приведен в п.7.4.

При выборе связи автогенератора с ИМС преобразователя исходят из подаваемого на выводы 11 и 13 ИМС К174ПС1 напряжения гетеродина. Ориентировочное значение этого напряжения 20...50 мВ.