Статична, або передавальна, характеристика мікросхем ЛЕ - це залежність вихідної напруги (потенціалу) від вхідної напруги на одному з входів ( ) при незмінних рівнях напруги на інших входах ЛЕ.

Дата: 2025-05-01; Просмотры: 12

Оценка:

0.00 из 5.00 — оценок

Скачиваний: 0

Скачать

На рис. 2.2 зображена типова передавальна характеристика інвертора, на якій можна розрізнити три ділянки: 1 - відповідає стану ; 2 - проміжному логічному стану (перепаду) в якому мікросхема знаходиться в активному режимі роботи; 3 – стану . Зі сторони входу на передавальній характеристиці мікросхеми ЛЕ також можна виділити пороги перемикання для лог.0 і для лог.1 та область між ними - зону логічної невизначеності .

За передавальною характеристикою мікросхем ЛЕ визначаються такі основні статичні параметри, як рівні напруг , напруги логічного перепаду , порогова напруга і параметри, що належать до завадостійкості.

Завадостійкість (або допустима амплітуда завади) - це максимально допустима величина потенційної завади, яка при появі на вході мікросхеми не викликає хибного перемикання (збою), тобто небажаного переходу цієї мікросхеми із стану 0 у стан 1 або навпаки. Розрізняють статичну (довготривалу) та динамічну (короткотривалу) завади. У довідниках наводяться дані лише статичної завадостійкості.

Статична завадостійкість ЛЕ вища за динамічну, бо на неї під час перехідного процесу паразитні ємності впливають менше, ніж при короткочасних завадах. Динамічну заваду важче виміряти, оскільки вона залежить більше не від типу мікросхеми, а від зовнішніх факторів.

До статичних характеристик мікросхем ЛЕ належать також вхідна характеристика ЛЕ - , за допомогою якої визначають вхідні струми: , який витікає із схеми при , і , який тече у схему при , а також вихідні характеристики ЛЕ - і де і - струм, що тече у схему, і струм, що витікає із схеми, залежно від числа ЛЕ, що навантажують даний ЛЕ:

; ( 2.1 )

Стабільність режимів роботи ЛЕ залежить від енергетичних параметрів - потужності і струму споживання. Середня потужність споживання одного ЛЕ при статичному режимі роботи

( 2.2 )

де і - потужності і струми, які споживані мікросхемою відповідно при і - напруга живлення мікросхеми.

При збільшенні частоти перемикання в мікросхемах ЛЕ, як правило, зростає струм споживання . Внаслідок цього мікросхема споживає додаткову динамічну потужність , що прямо пропорційна частоті перемикання. Отже, повна середня потужність ; значення її можна знайти у довідниках для конкретної максимальної частоти перемикання.

До статичних характеристик мікросхем ЛЕ належить також коефіцієнт об’єднання входів що визначає максимальне число входів ЛЕ і тим самим число незалежних вхідних змінних . Розрізняють входів І та входів АБО Із збільшенням розширюються логічні та функціональні можливості ЛЕ. Але при цьому, як правило, погіршуються такі параметри ЛЕ, як швидкодія та завадостійкість. В окремих серіях мікросхем передбачені спеціальні входи для вмикання так званих логічних розширювачів, що забезпечують збільшення . В існуючих серіях звичайні мікросхеми ЛЕ мають . За допомогою розширювачів у цих ЛЕ можна збільшити до 10 і більше.

Навантажувальна здатність - це параметр мікросхеми ЛЕ, який залежно від схемотехнічних особливостей може характеризуватись або значенням вихідних струмів і або так званим коефіцієнтом розгалуження виходу, або за значенням ємності навантаження, тобто сумарною ємністю зовнішніх кіл, що ввімкнених до виходу мікросхеми.

Коефіцієнт розгалуження виходу або коефіцієнт навантаження, дорівнює максимальному числу входів аналогічних ЛЕ, які можна ввімкнути одночасно до виходу даної мікросхеми при збереженні її основних параметрів. Для різних типів (серій) мікросхем може дорівнювати від одиниці до кількох десятків. Для мікросхем, наприклад ТТЛ різних серій, =5...20. Типове значення =10. Спеціальні ЛЕ з потужним виходом мають 30

Чим більший тим ширші логічні можливості мікросхеми і тим менше число ЛЕ потрібно для побудови складного цифрового пристрою. Однак збільшення обмежене, бо при зростанні навантаження погіршуються такі важливі параметри, як статична завадостійкість та середній час затримки сигналу. У деяких довідниках крім наводяться значення максимально припустимого вихідного струму та максимально припустимої ємності навантаження, які треба знати стикуванні (спряженні) ЛЕ різних серій.

Розглянуті параметри залежать від значення напруги живлення мікросхеми ЛЕ. У довідниках для кожної серії мікросхем наводиться номінальне значення Е та його допустимий розкид. Заниження Е хоч і зменшує споживану потужність , проте при цьому завжди погіршуються завадостійкість, навантажувальна здатність та швидкодія мікросхеми. Перевищення Е призводить до перегрівання мікросхеми, а отже, до дрейфу статичної характеристики мікросхеми (зсуву кривої вправо уверх згідно з рис. 2.2). Вихід з робочого діапазону температур , який можна знайти в довідниках, призводить до порушення практично всіх параметрів мікросхеми.

До другорядних параметрів мікросхем ЛЕ належать кількість напруг живлення та їх полярності; у тих випадках, коли при розробці цифрового пристрою швидкодія та споживана потужність не є найважливішими, при виборі серії основну роль відіграє вартість мікросхеми.

2.4 Порівняльні характеристики цифрових мікросхем

На характеристики та параметри цифрових мікросхем значно впливає технологія їх виготовлення. Групу мікросхем, що виконані за однаковою або близькою технологією і мають схожі схемотехнічні рішення та деякі характеристики, називають серією мікросхем. Різновидів технологій виготовлення цифрових мікросхем досить багато. Але незважаючи на це всіх їх об’єднує логічна спільність, а саме – однотипність "цеглинок" цифрової техніки ЛЕ, тобто базис, у якому можна виконувати логічне проектування (синтез) цифрових пристроїв, абстрагуючись при цьому від будь-якої конкретної серії чи технології. Це і є головною перевагою ЦТ.

Прив’язка до конкретної серії мікросхем необхідна на етапі схемотехнічного проектування. Тут вже потрібні знання про характеристики та параметри мікросхеми, виходячи з вимог щодо роботи цифрового пристрою та критеріїв, які поставлені перед розробником.

Залежно від схемотехнічної реалізації ЛЕ поділяють на такі типи мікросхем:

· ТТЛ (Т²Л) – транзисторно-тразисторної логіки на біполярних транзисторах;

· МОН або МДН – на польових транзисторах (МОН - метал-оксид-напівпровідники; МДН - метал-діелектрик-напівпровідник);

· КМОН – із симетричною комплементарною структурою на польових транзисторах - та -типів;

· ЕЗЛ – емітерно-зв’язаної логіки на біполярних транзисторах;

· ІІЛ (І² Л) - інтегрально-інжекційної логіки.

Кожна технологія виготовлення мікросхем безперервно удосконалюється у напрямку збільшення швидкодії, зменшення споживаної потужності та зростання ступеня інтеграції.

У табл. 2.1 зведені усереднені характеристики мікросхем, що виготовлені за найбільш поширеними в практиці технологіями.

Таблиця 2.1 Характеристики мікросхем виконаних в деяких технологій

Тип Техно- логії	Серія мікросхем	Параметри одного ЛЕ				Зарубіжний аналог
		, нс	, мВА	нДж	В
ТТЛ	К155, КМ155 К131 К134, КР134	10 11 66	10 23 1	100 263 66	5 5 5	SN74 SN74 SN74
ТТЛШ	К551 К1531, КР1531 К555, КМ555, 533 К1533, КР1533	3 3 10 4	20 4 2 2	60 12 20 8	5 5 5 5	SN74 S SN74 F SN74 LS SN74 ALS
ЕЗЛ	К100, К500, 700 К1500 К1800	2 0,75 1,5	25 40 20	50 30 30	-5,2 -4,5 -5,2	MC10K F00K MC1080
КМОН	К176 К561, 564, 1561	100 15-50	10-3 10-3	0,1 3	9 3-15	CD4000B CD4000
І2Л	К583, КР 584	5	0,2	1	5-9	-

З метою якісного та кількісного порівняння на рис. 2.3,а показані логічні рівні для входів мікросхем КМОН та ТТЛ у процентному співвідношенні щодо напруги живлення, а на рис. 2.3,б - характеристики рівнів напруг на вході та виході ЛЕ ТТЛ. Різниці між гарантованими вхідними та вихідними, високим та низьким рівнями напруг визначають можливості ЛЕ не реагувати на завади. Отже, згідно із зображеними на рис. 2.3,б даними характерними гарантованими для ТТЛ рівнями є: на вході - для В, для В; на виході - для В; для В.

Рис. 2.3 Рівні напруг для входів ЛЕ ТТЛ та КМОН

Мікросхеми ЕЗЛ належать до найбільш швидкодіючих ЛЕ (частота перемикання ЛЕ серій К100 і К500 становить 150 мГц). Висока швидкодія забезпечується за рахунок глибоких зворотних зв’язків і ненасиченого режиму роботи всіх транзисторів, який виключає процес розсмоктування неосновних носіїв заряду.

Мікросхеми ЛЕ І²Л належать до перспективних компактних і швидкодіючих ЛЕ. Вони забезпечують високу щільність розміщення елементів на кристалі (приблизно у 100 разів більшу від ТТЛ). ЛЕ І²Л споживають на порядок меншу потужність порівняно з ЛЕ на КМОН. Висока швидкодія цих ЛЕ досягається за рахунок як власної технології, так і застосування діодів Шоткі.

2.5 Схеми логічних елементів

Тип логіки (ТТЛ, КМОН, тощо) визначається внутрішньою структурою ЛЕ. Логічні елементи можуть бути виконані різноманітними способами, у вигляді ІС або дискретних схем. Особливості будови визначають основні характеристики ЛЕ. На рис.2.4 наведена базова схема ТТЛ інвертора Діоди VD1,VD2 підвищують завадостійкість ЛЕ не допускаючи від’ємних викидів напруг, які можуть виникати при перехідних процесах. Збільшуючи кількість емітерів на транзисторі VT1 наприклад до двох, можна одержати схему "2І-НЕ". Транзистор VT2 виконує функцію фазорозщіплювача, подаючи на транзистори VT3, VT4 протифазні сигнали.Таким чином, коли транзистор VT3 відкритий, то VT4 закритий і навпаки. Це значно зменшує розсіювану потужність у порівнянні із тим випадком, коли б на схемі були відсутні елементи VT3, VD2. Типові робочі напруги ТТЛ (0,+5в) набули широкого розповсюдження в промисловості і стали фактичним стандартом, якого дотримуються навіть тоді, коли використовують при розробці пристроїв інші типи логіки. Елементи ТТЛШ відрізняється від ТТЛ наявністю в схемі діодів Шотки, які не дозволяють біполярним транзисторах заходити в область глибокого насичення, цим самим підвищуючи загальну швидкодію ЛЕ (30-80МГц ТТЛШ у порівнянні із 15-20МГц ТТЛ).

Широкого розповсюдження набули типи ЛЕ виконані на польових структурах (метал-діелектрик-напівпровідник, МДН). Основна особливість мікросхем цих елементів є незначне споживання вхідного струму в статичному режимі ( мкА). Основним недоліком до останнього часу була низька швидкодія (<3МГц), однак на сучасному рівні розвитку наявні КМОН серії ІС з швидкістю перемикання сигналу до 80МГц.

На рис.2.5 а) показана базова схема МОН інвертора з резистором навантаження, а на рис.2.5 б) інвертор на парі МОН транзисторів різних каналів, тобто комплементарних МОН транзисторах (КМОН). Особливість роботи таких транзисторів дозволяє обійтися у схемі без фазорозщеплюючого транзистора, і тим самим спрощує схему. Основним недоліком таких схем є їхня чутливість до статичної електрики, що спричиняє їх вихід з ладу. Тому при роботі з КМОН ІС слід користуватись антистатичним браслетом, та заземлити жало паяльника. Самі ж мікросхеми (як, до речі і польові транзистори) слід транспортувати загорнутими у фольгу або в спеціальних антистатичних футлярах.

До елементної бази надвисокої швидкодії належать ЛЕ емітерно-зв’язаної логіки (ЕЗЛ). Базовою схемою ЕЗЛ є струмовий ключ, побудований за схемою диференційного підсилювача, наведений на рис. 2.6. Така схема може виконувати роль інвертора та буферного повторювача вхідного логічного сигналу.

Рис. 2.6 Струмовий ключ ЕЗЛ

Поріг перемикання струмового ключа задається зовнішньою опорною напругою , яка формується спеціальною схемою R3,R5,R6,VT3. Вихідні емітерні повторювачі забезпечують високу навантажувальну здатність по струму (до К_роз=15). В серійних ЛЕ ЕЗЛ колекторні кола заземляють, а емітерні під’єднують до від’ємної напруги живлення, що підвищує завадостійкість схеми. Залежно від способу кодування вхідного сигналу, тобто від того, який рівень напруги вважати лог.0 або лог.1 ЕЗЛ схема може виконувати різні операції. Для збільшення кількості входів струмового ключа до VT1 паралельно (колектор до колектора, емітер до емітера) під’єднують додаткові біполярні транзистори, при чому кількість базових входів схеми збільшується. Належність до тої чи іншої логіки визначається взятим рівнем відносно рівня . Якщо за лог.0 взяти рівень , що лежить нижче від рівня , а за лог.1 рівень , що лежить вище - одержимо функціонування схеми в позитивній логіці. Двовходовий варіант такої схеми реалізує функції АБО та АБО-НЕ в залежності від вибору виходу, з якого знімається сигнал. Інший вибір напруг, призводить до функціонування схеми в негативній логіці, тоді схема реалізує функції І та І‑НЕ. Для того, щоб глибше розібратись з особливістю функціонування такої схеми, слід дослідити роботу двовходового варіанту такої схеми в MicroCAP.

2.6 Елементи з розширеними функціональними можливостями

На практиці виникають ситуації, коли потрібно розширити логічні або інші функції ЛЕ, не порушуючи при цьому властиве кожному ЛЕ функціонування і не виходячи разом з тим за межі оптимальних технічних параметрів. До характеристик та параметрів ЛЕ, які досить часто доводиться розширювати, належать навантажувальна здатність ,кількість логічних змінних , логічне функціонування, діапазони логічних рівнів тощо. Ці та інші можливості цифрових елементів можна розширити на основі аналітичного підходу шляхом застосування аксіом та законів бульової алгебри або з допомогою ЛЕ спеціального призначення.

2.6.1 Cинтезовані логічні елементи

Збільшення кількості входів ЛЕ, можна досягнути за допомогою каскадування аналогічних елементів, користуючись законом дуальності (правилом де Моргана) або способом подвійної інверсії.

Нехай у базисі 2І-НЕ потрібно побудувати шестивходовий елемент І. Для цього, застосовуючи спосіб подвійної інверсії, задану логічну функцію розбиваємо на групи по 2І-НЕ:

Як видно з одержаного виразу, синтез схеми вимагає значних апара­турних затрат. При наявності одного ЛЕ типу 4АБО-НЕ достатньо лише 3 ЛЕ 2I-НЕ. Це легко довести за правилом де Моргана:

Розширення по І для цього випадку побудовано на рис.2.7. Багатовходові елементи І можна застосувати для виявлення лог.0 на виході, наприклад, якогось функціонального пристрою.

Побудова багатовходового АБО виконується аналогічно - за принципом дуальності. Розширення по АБО використовують, наприклад, для виявлення хоча однієї лог.1 на виході якогось цифрового пристрою.

Структурний метод об’єднання маловходових елементів у багатовходову схему називають пірамідальним. У пірамідальній структурі підлягають обробці одночасно всі операнди, бо логічні операції у такій схемі розпаралелені. Тому пірамідальна структура забезпечує мінімально можливу затримку сигналу.

Кількість входів ЛЕ можна збільшити також під’єднанням додатко­вих зовнішніх діодів і резистора так, як показано на рис.2.8. Така "діодна" логіка, (в закордонній літературі існує ще один термін: "логіка Мікі-Мауса") [3] може бути корисною в деяких випадках, наприклад при експрес‑ремонті цифрової апаратури, у разі виходу з ладу одного з входів ЛЕ. Резистор необхідно розраховувати відповідно до вимог за швидкодією (найчастіше кОм). При більшому значенні час затримки зростає. Треба мати на увазі, що при такому способі збільшення завадостійкість для нульового рівня сигналу буде нижчою, бо на безпосередньому вході ЛЕ (у точці з'єднання діодів) напруга стане дещо вищою від напруги на вході схеми, причому на величину спаду напруги на діодах. Тому зловживати використанням діодної логіки не слід.

Для збільшення кількості виходів ЛЕ, тобто коефіцієнту і відповідно навантажувальної здатності ЛЕ, більш ефективним є спосіб каскадного розгалуження сигналу. За цим способом можна одержати досить великий коефіцієнт навіть до 100.

Схема каскадного розгалуження ЛЕ 2І-НЕ на інверторах показана на рис.2.9.

2.6.2 Логічні елементи з відкритим колектором

Більші логічні можливості без особливих апаратурних затрат мають ЛЕ ТТЛ, які відрізняються від базової схеми тим, що у них точки колектора або емітера (або обох електродів) транзистора-фазорозщеплювача виведені назовні мікросхеми. Це спеціальні ІС, що мають допоміжні виводи колектора (К) і емітера (Е) (наприклад, К155ЛР1, К155ЛР3 і К155ЛР4). Приєднавши додатково зовнішні транзистори, можна одержати підсилені прямий та інверсний сигнали. При цьому потужність зовнішніх транзисторів може бути на порядок більша від аналогів, виконаних в ІС. Однак такі мікросхеми не є поширеними в практиці, тому коли потрібно мати , більш ефективні спеціальні мікросхеми з відкритим колектором, вихідного транзистора. Зображена на рис. 2.10 схема ТТЛ з відкритим колектором має ту особливість, що вона порівняно з базовою схемою дозволяє більш гнучко реалізувати різноманітні задачі проектування. Це, зокрема, використання ЛЕ з відкритим колектором як інтерфейсу для нетипового навантаження, що має своє живлення, наприклад, для спряження або керування зовнішніми пристроями виведення інформації, індикації, сигналізації тощо. Мікросхеми ЛЕ з відкритим колектором (наприклад, К155Л11, І55ЛН3) дозволяють підводити до вихідного транзистора В. Таким ЛЕ можна задати лінійний режим роботи і використовувати їх як підсилювачі. За допомогою ЛЕ з відкритим колектором можна нарощувати кількість входів ЛЕ (тобто збільшувати ).

Як видно з рис. 2.10, у принциповій схемі ЛЕ з відкритим колектором відсутній верхній вихідний транзистор та його опір навантаження. На виході цього елемента, високий рівень може формуватись лише при під’єднанні зовнішнього навантаження (резистора, реле, світлодіода тощо). Крім схемотехнічних можливостей ЛЕ з відкритим колектором здатні реалізувати додатково ще й логічні операції завдяки тому, що вони допускають паралельне під’єднання аналогічних виходів на одне спільне навантаження. Таке об’єднання виходів називається монтажною логікою, бо вона утворюється у результаті вищезгаданого з'єднання (монтажу).

На рис. 2.11 показана схема на ЛЕ 2І‑НЕ з відкритими колекторами, з’єднання яких на виході , разом з утворюють монтажне І;

На об’єднаному виході низький рівень ( ) буде тоді, коди хоча б один з елементів має на своєму виході тобто відкритий вихідний транзистор. Це можливе тільки при лог.1 на входах хоча б на одному з ЛЕ. З другого боку, тільки при наявності лог.1 одночасно на всіх виходах можна отримати лог.1 на загальному виході . Це можливе тільки при наявності лог.0 хоча б на одному з входів ЛЕ схеми. Отже, виходи ЛЕ разом з утворюють монтажне І:

Якщо застосовувати правило де Моргана, цей вираз можна переписати:

Як видно з останнього виразу, щодо вхідних змінних дана схема реалізує операцію 2І-3АБО-НЕ.

ЛЕ з відкритим колектором використовуються також для підвищення рівня лог.1, зокрема, для узгодження виходів ТТЛ із входами КМОН при напрузі живлення останніх Е = +5В. їх також успішно застосовують як драйвери цифрових сигналів.

У всіх розглянутих випадках застосування ЛЕ з відкритим колектором потрібно вміти вибирати опір навантаження . Від правильного вибору резистора залежать практично майже всі параметри ЛЕ, а саме такі, як потужність розсіювання, час затримки сигналів, навантажувальна здатність та завадостійкість. Від значення залежать вихідні струми та схеми, а отже, й вихідні напруги та . Щоб не виходити за межі їх допустимо зони нечутливості статичної характеристики ЛЕ, запас за завадостійкістю логічних рівнів та для мікросхем ТТЛ з відкритим колектором має бути таким самим, як і для ЛЕ із складним виходом (див. табл. 3.2), тобто В і В. Отже, оптимальне значення не повинно виходити за гранично допустимі межі, тобто

Значення і для конкретного випадку залежать від мікросхем вибраної серії від числа під’єднаних до спільної точки входів та виходів мікросхем.

ЛЕ з відкритим емітером відрізняються від ЛЕ з відкритим колек­тором тим, що емітер вихідного транзистора не під’єднаний до корпусу (“землі”) мікросхеми, а виведений назовні, а колектор під’єднаний, до виводу, на який подається напруга живлення . Навантаження до цих ЛЕ під’єднується між виводами відкритого емітера і корпусу. Отже, вихідний каскад ЛЕ являє собою емітерний повторювач, який на відміну від ЛЕ з відкритим колектором забезпечує кращу навантажувальну здатність. Зокрема, ЛЕ з відкритим емітером буде забезпечувати більший вихідний струм лог.1 , що витікає зі схеми, ніж , що втікає у схему ЛЕ, як це має місце у ЛЕ з відкритим колектором. ЛЕ з відкритим емітером (зокрема, мікросхеми 559ИП4, 1102АП2 і т.ін.) використовуються такаж як інтерфейсні мікросхеми мікропроцесорної техніки.

2.6.3 Тристановий драйвер

Шини передачі інформації, це як правило довгі провідники, що мають значні паразитні ємності і тому чутливі до завад. Крім того, активний вихід ЛЕ незручний у тих ситуаціях, коли потрібно вести обмін даними одночасно з кількома функціональними блоками або вузлами, як це має місце у мікропроцесорній техніці.

Якщо різні цифрові вузли під’єднані до інформаційної шини за допомогою ЛЕ, які можуть виводити на свої вихідні лінії тільки лог.0 або лог.1, то може виникнути ситуація, коли одна частина пристрою "вимагає" один логічний рівень, інша – інший. За таких умов фактичних стан лінії стає невизначеним, бо виникає конфлікт на шині, коли кожний з пристроїв намагається встановити на лінії свій рівень.

Сумісну роботу кількох блоків на одній лінії інформаційної шини забезпечує ЛЕ з трьома вихідними станами. Це так званий тристановий драйвер, або Z -буфер, у якого на виході крім звичайних двох станів (0 і 1) є ще третій - "обрив", тобто високоомний вихід. Вихідний опір ЛЕ в третьому (так званому стані Z) становить сотні кілоом. ЛЕ з трьома станами поєднує всі переваги базового ЛЕ - високу швидкодію та завадостійкість, а також здатність працювати на загальну шину, що властиво для ЛЕ з відкритим колектором.

На рис. 2.12 наведені таблиця істинності та умовне позначення тристанового драйвера. У цьому випадку активним сигналом, тобто таким, який змінює стан ЛЕ згідно із своїм призначенням (а саме у стан Z), в лог.0, а не лог.1, як у позитивній логіці. Це характерно для мікропроцесорної техніки, де керуючі сигнали, як правило, підлягають стандарту негативної логіки, що позначається рискою заперечення над позначенням сигналу. Тому дозволом на виконання потрібної функції (в даному випадку переходу ЛЕ в стан Z є стан лог.0 на вході ЛЕ при .

Тристанові КМОН-драйвери відрізняються від ТТЛ-драйверів меншою швидкодією, у стані вони забезпечують практично ідеальну розв’язку (вихідний опір > 10 МОм).

Тристанові КМОН-драйвери успішно використовують як буферні підсилювачі при роботі на значне ємнісне навантаження. Зокрема, мікросхеми К561ЛН1, 564ЛН1, 564ЛН2 можна ефективно використовувати для побудови оперативних запам’ятовувальних пристроїв очікувальних мультивібраторів, при роботі на довгі лінії тощо.

Час затримки поширення сигналу у цих ЛЕ залежить від напруги живлення, яку для МОН-структур можна змінювати у широких межах. Наприклад, для мікросхеми К561ЛН1 нс при В, а час переходу від стану у становить 40 нс.

При В, що потрібно для узгодження з ЛЕ ТТЛ, всі перехідні процеси збільшуються у 3 рази.

Тристанові драйвери широко застосовують у цифрових мікропроцесорних системах як шинні формувачі, для двонапрямлених ліній.

2.7 Інтерфейсні мікросхеми

Завдяки розвитку мікропроцесорної техніки з’явився новий клас цифрових мікросхем - інтерфейсних. Вони, як правило, побудовані на СІС і ВІС і не призначені для виконання логічних операцій їх основне призначення– організація міжблокових з’єднань та інтерфейсів цифрових систем (мікроЕОМ).

Кожний блок цифрової системи зв’язаний з іншим блоком шиною. Шини, що передають по своїх лініях двійкову інформацію у вигляді слів, бувають одно- та двонапрямленими. Однонапрямлені шини забезпечують передання цифрових сигналів лише в одному напрямі - від джерела (передавача) інформації до приймача. До них належать адресні та шини керування. Двонапрямлені шини - це, як правило, шини даних, з допомогою яких сигнали передаються в обох напрямах (хоча при потребі можуть використовуватись як однонапрямлені).

Оптимальне функціонування блоків цифрової системи значною мірою залежить від впливу шини на параметри та характеристики сигналу. Адже сигнали, що виробляє передавач, пройшовши певну відстань по шині до приймача, практично завжди втрачають свою форму (особливо при переданні сигналів по кабелю, який має велику ємність) і погіршують свої характеристики та параметри. Саме тому блоки чи вузли цифрової системи під’єднують до шини не безпосередньо, а через інтерфейсні мікросхеми - модулі, які забезпечують оптимальне міжблокове спряження.

Можна виділити інтерфейсні мікросхеми, що утворюють групу так званих шинних передавачів-приймачів (ШПП). Основне призначення ШПП полягає у підсиленні електричних сигналів, що передаються по двонапрямлених лініях зв’язку (шинах), а також для узгодження рівнів цих сигналів і реалізації функцій часової та логічної буферизації даних. Найпростіші серед інтерфейсних мікросхем шинні формувачі (ШФ), або шинні драйвери. ШФ орієнтовані головним чином для ретрансляції сигналів та електричного узгодження однонапрямлених шин.

Логічний стан (0 або 1) лінії шини у будь-який момент часу визначається рівнем сигналу, який у вигляді струму проходить з одного блока в інший. Чим більше блоків під’єднано до лінії, тим більша сила струму навантаження; і якщо вона перевищує припустиме значення, це може призвести до невідповідності логічних рівнів на шині. Тому надлишковий струм, що при цьому виникає, необхідно якимось чином зняти з лінії. Ця процедура носить назву буферування і реалізується з допомогою ШПП, що в даному випадку відіграє роль звичайного повторювача (буфера). Отже, буферування служить для підтримання параметрів сигналу у припустимих межах. Ця процедура особливо необхідна при значному ємнісному навантаженні. Наприклад, для передання сигналу по довгому кабелю, що має велику ємність, буфер потрібно встановлювати зразу на виході передавача до кабеля. Для буферування шин застосовують інтерфейсні мікросхеми, що побудовані на ЛЕ а відкритим колектором або на тристанових драйверах. Ці ЛЕ, крім того, дозволяють реалізувати на кожній лінії шини монтажу логіку з різними блоками системи, зокрема "монтажне АБО" для об’єднання їх виходів.

Залежно від числа блоків, що під’єднані до шини, ступінь її навантаження буде різним. Тому системні (магістральні) шини мають вищу навантажувальну здатність, бо до них під’єднується велика кількість блоків та вузлів системи. Значно меншу навантажувальну здатність мають локальні шини даних, бо вони під’єднуються до окремих блоків системи.

Схеми ШПП і ШФ виконують (в основному на ТТЛШ) чотирирозрядними (К589АПІ6, К589АП26, 555ИП6), восьмирозрядними (К580ВА86/87, 555АП6) і як здвоєні чотирирозрядні (КІ533АПЗ).

,

Рис. 2.13 Один канал і схемне позначення двонапрямленого ШПП

Принцип дії двонапрямленого ШПП пояснює рис 2.13 та табл. 3.4.У колі кожного каналу (чи розряду) схеми буфера ввімкнені зустрічне два тристанові драйвери, роботою кожного з яких (через повторювачі) керують сигнали дозволу і .

Таблиця 2.2 Режими роботи ШПП

Значення керуючих сигналів		Напрям передачі інформації
0	0	Від до
0	1	Передача відсутня
1	0	Заборона
1	1	Від до

Для сигналу активним є високий рівень (лог.1), а для сигналу - низький рівень (лог.0). Отже, при ( ) відбувається пере­дача від до , бо працює нижній драйвер. При працює верхній драйвер, і сигнал передається від до . Передача сигналу буде відсутня при , бо тоді обидва драйвери переходять у високоімпедансний стан . Зрозуміло, що одночасна дія двох активних сигналів і недопустима.

Слід зауважити, що в деяких випадках замість ШПП або ШФ залежно від навантаження на шину можна застосувати К155ЛН1, К555ЛН1, К56ІЛН1 або К555ЛН2, К155ЛНЗ, К155ЛН5, які забезпечують підвищену навантажувальну здатність у порівнянні з іншими представниками своїх серій ІС.

2.8 Узгоджувачі рівнів

При проектуванні цифрових пристроїв часто доводиться використовувати мікросхеми різних серій, які відрізняються за різними ознаками. Сумісне застосування різноманітних мікросхем викликає значні труднощі. На практиці найчастіше доводиться узгоджувати мікросхеми ЛЕ різних технологій і між собою, і з такими навантаженнями, як цифрові індикатори, дисплеї, лампи розжарювання тощо. Узгодження ЛЕ з такими елементами у загальному випадку можуть бути: логічними - для формування керуючих кодів; за струмом, залежно від сили і напряму на вході та виході, і за напругою - для узгодження вхідних та вихідних рівнів. Очевидно, що залежно від типу навантаження може виникати необхідність у поєднанні різних типів узгодження.

Спряження типів мікросхем пов’язане в першу чергу з необхідністю узгодження вхідних та вихідних рівнів напруг та струмів сигналів. Якщо, одним вузлам схеми за вимогою щодо швидкодії відповідають мікросхеми ЕЗЛ, то для інших є неприпустимою досить значна потужність, яку споживають ЛЕ ЕЗЛ, і тому для цих ЛЕ необхідні ЛЕ малопотужних серій. Крім електричного, також необхідно забезпечити й часове спряження різнотипних ЛЕ.

На практиці особливий інтерес викликають узгоджувачі рівнів типу ТТЛ КМОН.

Узгодження ТТЛ КМОН при однаковій напрузі живлення +5 В здійснюється безпосереднім під’єднанням виходу ЛЕ ТТЛ до входу ЛЕ КМОН. Оскільки на вході ЛЕ КМОН струм мізерно малий, узгодження за струмом забезпечується автоматично. Якщо потрібно збільшити швидкодію, можна використати більш потужне джерело вихідного струму. Однак узгодження за напругою вимагає додаткових заходів, які викликані тим, що мінімальний рівень ТТЛ (=2.4В) нижчий за мінімально припустимий рівень КМОН (=3.5В). Тому для підвищення запасу завадостійкості за виходом ЛЕ ТТЛ між його виходом і слід увімкнути узгоджувальний резистор 2...5 кОм залежно від серії ТТЛ.

Якщо джерела живлення обох ЛЕ різні, причому , що часто зустрічається на практиці, то при застосуванні ЛЕ ТТЛ з відкритим колектором, припустиме значення узгоджувального резистора визначається за формулами (2.3) і (2.4).

Тут: Е- напруга живлення вихідні струм та напруга при лог.0, вихідні струм та напруга при лог.1 вхідні струми

( 2.3 )

( 2.4 )

Для узгодження типу ТТЛ КМОН при напрузі живлення останнього В застосовують мікросхеми узгоджувачів рівнів К564ПУ6, К564ПУ7 і К564ПУ8, які містять у своєму складі по шість елементів. Відмінною особливістю мікросхеми К564ПУ6 є наявність окремих для кожного каналу узгодження сигналів дозволу, з допомогою яких відповідний вихід елемента схеми може перейти у -стан.

Узгодження КМОН ТТЛ, тобто коли джерелом сигналу є вихід ЛЕ КМОН, а навантаженням - вхід ЛЕ ТТЛ, має певні особливості. Узгодження за напругою забезпечується автоматично внаслідок того, що при у ЛЕ КМОН для лог.1 ЛЕ ТТЛ і для лог.0 у ЛЕ КМОН ЛЕ ТТЛ. Значення струму при лог.1 ЛЕ ТТЛ (який тече у схему) дорівнює приблизно 0,1 мА, і якщо число n входів ЛЕ ТГЛ, що навантажують ЛЕ КМОН, не перевищує , узгодження за струмом при лог.1 забезпечується без додаткового збільшення навантажувальної здатності ЛЕ КМОН. Однак узгодження за струмом при лог.1 забезпечити автоматично не вдається через те, що cтрум ЛЕ ТТЛ майже дорівнює струму ЛЕ КМОН. Струм навіть одного ЛЕ ТТЛ (наприклад, серії 155 мА) перевищує струм ЛЕ КМОН, а отже, знижує навантажувальну здатність останнього. Узгоджувачами за струмом у даному випадку можуть бути мікросхеми КМОН 564ЛЕ5, 564ЛЕ6 і 564ЛЕ10, в яких всі входи для цього об’єднуються. Тоді навантажувальна здатність ЛЕ визначатиметься числом паралельно ввімкнених n -канальних транзисторів, і для розглянутих мікросхем узгоджувачів вона зростає у 2-4 рази.

У випадку, коли напруги живлення , необхідно виконувати узгодження як за струмом, так і за напругою. Для цього використовують узгоджувачі рівнів (див. рис. 2.15-типу КМОН ТТЛ) – 564ЛН2 або 564ПУ4, які мають підвищену навантажувальну здатність за струмом. Ці мікросхеми можуть живитися від одного джерела живлення ЛЕ ТТЛ ( В). Оскільки В, та для запобігання руйнування узгоджувача застосована, схема захисту на діодах, яка допускає на своєму вході напругу до +15 В. Відповідно до типу ЛЕ ТТЛ обидва узгоджувачі можуть мати при В ( ) (для універсальних ЛЕ), (для малопотужних ЛЕ) і (для мікропотужних ЛЕ).

До узгоджувачів рівнів вхідних і вихідних струмів та напруг типу ТТЛ КМОН і належать ЛЕ-561ЛН2, 561ПУ4 і 564ЛА10. Останній, наприклад, має вихідний каскад з відкритим стоком, що забезпечує струм , достатній для під’єднання десяти входів ТТЛ серії.

Більшість біполярних мікросхем різних типів можуть сумісно використовуватись без застосування складних узгоджувачів (в окремих випадках з використанням узгоджуючих резисторів або подільників напруги). Цьому сприяє те, що за стандартні рівні вхідних і вихідних напруг у цих мікросхемах вибрані рівні ТТЛ. До них належать мікросхеми ТТЛШ, І²Л та комбіновані типу ТТЛ-І²Л і ТТЛ-ЕЗЛ. Виняток становлять мікросхеми ЕЗЛ-технології, як мають такі рівні напруг: живлення В і -2,0В, В і В. Електричне спряження ЛЕ ЕЗЛ із стандартними ЛЕ ТТЛ, ТТЛШ і І²Л здійснюється в основному за допомогою мікросхем узгоджувачів, які за своєю будовою є значно складнішими від узгоджувачів інших типів.

Мікросхеми К500ПУ124 і К500ПУ125 – це узгоджувачі типу ТТЛ ЕЗЛ і ЕЗЛ ТТЛ відповідно, а мікросхема К1800ВА4 - типу ТТЛ ЕЗЛ,

2.9 Завадостійкість цифрових пристроїв

До найважливіших проблем схемотехніки цифрових елементів належать питання захисту цифрових сигналів і електричних кіл від внутрішніх і зовнішніх завад та шумів. Весь процес проектування цифрової системи може бути зведений нанівець, якщо на етапах синтезу не будуть вжиті відповідні схемотехнічні заходи щодо забезпечення високої завадостійкості та електромагнітної сумісності окремих вузлів в реальних умовах її експлуатації. Актуальність цієї проблеми зумовлена, насамперед, підвищенням швидкодії цифрових мікросхем при зниженні амплітуд робочих сигналів, і, як наслідок, підвищення рівня зовнішніх завад. Ці фактори відповідно створюють передумови неминучої появи у будь-якій електронній схемі додаткових паразитних параметрів ємнісного або індуктивного характеру, які в реальних умовах можуть погіршити швидкодію та завадостійкість, а іноді навіть призвести до повної втрати працездатності всієї системи. З огляду на те, що цифрові елементи можуть бути як джерелами, так і приймачами завад і шумів, проблему захисту цифрових елементів (у тому числі цифрових сигналів, електричних кіл і та ін.) можна розділити на дві групи:

· захист від внутрішніх завад і шумів, які можуть виникати в окремих вузлах;

· захист від зовнішніх завад і шумів, що мають місце при передачі цифрових сигналів по шинах ліній зв’язку між окремими вузлами і на відстань між системами.

Основними джерелами виникнення завад шумів у електричних колах є кола живлення і заземлення, а також вхідні й вихідні кола сигналу. Внутрішній власний шум (окрім теплового шуму) елемента можна зменшити за рахунок правильного розміщення елементів на платі, фільтрації, або екрануванням. Механізм передання по внутрішніх колах схеми небажаних сигналів може бути електростатичний (внаслідок ємнісного зв’язку між провідниками), магнітний (через магнітний зв’язок, що утворений із замкнутих контурів схеми) і електромагнітний (через електромагнітні хвилі, що утворені провідниками - "антенами").

Струми завад і шумів поширюються в електричних колах внаслідок спадів напруг, що виникають на їх шляху в колах живлення і заземлення. Основною причиною появи завад у цифрових схемах є процеси перемикання логічних рівнів напруг цифрових сигналів, які внаслідок швидкої зміни (В/нс) породжують цілий спектр частот в області від нуля до сотень мегагерц. Верхня межа цього спектра, безперечно, залежить від швидкодії ЛЕ, тобто від конкретного типу мікросхеми.

У ЛЕ ТТЛ і КМОН, зокрема, що мають двотактну вихідну схему, При перемиканнях виникав ситуація, коли обидва транзистори протягом короткого часу знаходяться у відкритих станах. Цей момент викликає короткочасне коротке замикання джерела живлення, що супроводжується хоч короткочасним, але значним струмом, що прямує від до "землі", який у деяких ЛЕ може досягати сотень міліампер. Цим струмом при наявності паразитних індуктивностей провідників утворюються від’ємний викид струму з боку і додатний - з боку загальної шини ("землі"), які стають небажаними для інших ЛЕ. Наприклад, додатний викид напруги з виходу ЛЕ, пройшовши на вхід наступного ЛЕ, може бути ним сприйнятий як лог.1. Якщо для останнього це активний сигнал, він переведе його у інший логічний стан, що рівнозначно збою, і, отже, до порушення всієї системи.

Поряд з максимальним використанням на платі провідної площі під шину "землі", якою можна значно зменшити паразитні індуктивності й опір, традиційним способом захисту розглянутого роду завад є застосування шунтуючих конденсаторів різних типів. Керамічні конденсатори під’єднують до виводів живлення кожної мікросхеми, причому для ЛЕ малої і середньої швидкодії - ємністю 0,1 мкФ, а для швидкодіючих - ємністю 100…1000 пФ. Оксидні або танталові конденсатори як стабілізуючі і розв’язуючі ємністю ³1мкФ розміщують на шинах джерела живлення у кількох місцях плати.

Найважче боротися із завадами, що викликані ємнісним навантаженням, під яким слід розуміти сумарну ємність, що утворена монтажем провідників і вхідною ємністю вхідного кола наступної мікросхеми. Це ємність, яка може досягати десятків пікофарад, в момент дуже короткочасного перемикання утворює досить значний струм, величину викиду якого можна підрахувати за формулою , де - перепад напруги перемикання; - час перемикання. Ситуація ускладнюється особливо тоді, коли сигнали потрібно приймати або передавати за межі плати, а також тоді, коли сама плата має велику площу. У цих випадках найкращим захистом є зменшення паразитних індуктивностей, що утворені довгими провідниками, за допомогою масивної спільної шини "землі" і мінімально можливого монтажу.

Можливість виникнення завад зростає при передачі цифрових сигналів на відстань, бо крім внутрішніх завад і шумів тут виникають ще й зовнішні. Вони стають більш інтенсивними внаслідок збільшення погонної ємності провідників, кабелю або дротів та наявності роз’ємів. У цих випадках інтенсивність завад визначається як амплітудою цифрового сигналу і ємністю навантаження, так і типом лінії зв’язку. Лінія передачі може бути узгоджена або неузгоджена, симетрична або несиметрична, одно- або двонапрямлена.

У випадку неузгодженої лінії зв’язку (коли опір навантаження не дорівнює хвильовому, тобто характеристичному, опору лінії) запобігти викидів струму на ньому можна за умови, якщо довжина лінії , де - тривлість фронту імпульсу; -погонна затримка поширення сигналу в лінії зв’язку, с/м. Лінія зв’язку тут може бути несиметричною, наприклад коаксіальний кабель, який за рахунок повного екранування забезпечує високу завадостійкість. Парою ШПП, що розраховані на роботу з коаксіальним кабелем, в інтерфейсні мікросхеми ТТЛ 559ИП4 (передавач) з відкритим емітером і 589ИП5 або 559ИП7 (приймач) із входом на основі тригера Шмітта. У цьому випадку на виході передавача і на вході приймача досить під'єднати резистори, однакові за характеристичним опором кабеля Z.(див.рис.2.15)

Вищі завадостійкість і швидкодію передачі цифрових сигналів на значну відстань (до кількох кілометрів) можна досягнути при застосуванні симетричної лінії зв’язку, якою є звита пара проводів однакових розмірів і електричних параметрів. Для симетричної лінії зв’зку передавач і приймач повинні мати відповідно диференційні вихід і вхід. За цих умов забезпечується високий ступінь придушення синфазних завад, що може досягати >70 дБ (3000:1) у діапазоні 0…1000 кГц, а також хороше відновлення логічних рівнів цифрових сигналів, які завжди спотворюють свою форму на лінії передачі.

З метою послаблення високочастотних шумів (³100МГц) на друкованій платі з боку живлення доцільно застосувати П-подібний LC-фільтр, що утворений з шунтуючих керамічних конденсаторів ємністю 1000пФ і феритового кільця з двома дротяними витками. Енергія електромагнітної хвилі, що проходить крізь ферит зменшується частково перетворюючись в теплову. Крім того, до кожного ЛЕ передавача і приймача цифрових сигналів необхідно під’єднати керамічні конденсатори ємністю 0,1 мкФ.

Виходи цифрових елементів, які передають сигнали за межі плати чи системи, слід буферувати ЛЕ або ШПП з метою уникнення явища інтерференції завади і корисного сигналу, а також для придушення викидів струму на неузгодженій лінії зв’язку. При необхідності передачі цифрового сигналу на велику відстань, причому на неузгоджену лінію (кабель), вихідні провідники плати системи слід пропускати через ферритове кільце. Це збільшує послідовну індуктивність кабеля в цілому і, отже, підвищує повний опір для синфазното сигналу на високій частоті.

Якщо синтез КП відбувається тільки на рівні функціонально-логічного проектування, тобто з врахуванням тільки законів булевої алгебри, може скластися думка, що всі ЛЕ у КП діють без затримок і на їх виходах сигнали з'являються у той самий час, що й вхідні сигнали. Більше того, сигнали на виходах зберігаються доти, поки є сигнали на входах. Таке проектування, безумовно, носить формальний характер і не може вважатися остаточним для побудови працездатного пристрою.

При проектуванні реальних цифрових пристроїв необхідно враховувати, що кожний ЛЕ або функціональний вузол КП має власну скінченну затримку сигналу і тому сигнали на виходах схеми будуть з’являтися тільки через певний (для кожного елемента свій) інтервал часу після подачі вхідних сигналів. Це, безперечно; негативно впливає на функціонування всього пристрою, бо затримка у колах ЛЕ не тільки зменшує швидкодію, а й створює хибні сигнали. Отже, одночасна поява двох сигналів на вході ЛЕ або КП, що мають внаслідок однакових причин неоднакові часові затримки поширення, утворюють на цьому вході "логічне змагання" або "гонку". Таке негативне явище стає причиною появи на виході даного ЛЕ або КП нерегламентованих сигналів, які важко навіть зареєструвати.

Хоча ці сигнали, як правило, короткочасні (всього кілька наносекунд), поява їх на виході ЛЕ або КП може призвести до зміни стану наступного ЛЕ, наприклад запам’ятовувача (типу тригера), який зафіксує новий стан, що може бути небажаним для всього цифрового пристрою чи системи. Короткочасні хибні сигнали-викиди, причиною виникнення яких є "гонки", називають “голками”.

Залежно від ситуації на вході КП, яка спричиняє виникнення на його виході "голки", розрізняють статичний та динамічний ризики збою КП.

Статичний ризик збою КП виникає тоді, коли замість постійного рівня (0 або 1), який має бути за логікою роботи на виході схеми, на останньому відбуваються короткочасні зміни, тобто з’являється ''голка". Причиною появи небажаних змін на виході схеми є часова різниця ("гонка") логічних переходів 0®1 або 1®0 одного вхідного сигналу щодо другого.

Залежно від типу ЛЕ завада типу "голки", як показано на рис. 2.16 а-б, може бути відповідно нульовою типу (1-0-1) або одиничною типу (0-1-0). Позбутися цієї завади можна, очевидно, введенням у "незатримане" коло, у даному випадку у коло сигналу X₁ , штучної лінії затримки, яку легко виконати з ланцюга потрібного числа буферів-повторювачів або парного числа iнверторів.

Рис. 2.16 Виникнення збоїв при роботі пристрою

Як показує практика, при розробці нескладних одноплатних цифрових пристроїв (до 10 корпусів МІС та СІС ) в діапазоні частот МГц особливих труднощів не виникає, і немає потреби проводити спеціальні розрахунки електромагнітної сумісності пристроїв. У випадку розробки більш високочастотних друкованих плат слід застосовувати мікросмужкову технологію і враховувати напрям руху зворотніх струмів по шині „землі”, причому ширина доріжки повинна вибиратися за врахування частоти робочого сигналу, робочого струму та хвилевого опору виходів та входів ЛЕ. Те саме особливою мірою стосується плат аналогово-цифрових перетворювачів (АЦП), де неправильне проектування топології друкованих провідників призводить до втрати розрядності А/Ц перетворення, оскільки молодші розряди одержаного внаслідок такого перетворення коду „шумлять”. Слід зауважити, що вирішення проблем завадозахищеності потребує значного досвіду та інтуїнції та вимагає здатності передбачити всі можливі джерела негативних впливів. Детальніше про особливості проектування та захисту від шумів і завад можна дізнатися в [2]

2.10 Імпульсні схеми на цифрових елементах

На базі ЛЕ різних технологій можна будувати практично всі відомі на сьогодні (малої та середньої потужності) пристрої iмпульсної та цифрової техніки. Серед найбільш використовуваних розглянемо лише такі цифрові пристрої, які за такими властивостями, як простота реалізації, економічність, надійність тощо, ефективно будувати на ЛЕ.

2.10.1 Формувачі

Основне призначення формувачів імпульсних сигналів - перетворення вхідних сигналів довільної форми у цифрові імпульси.

Схеми електрично-керованих ключів, або схеми збігу на ЛЕ належать до найпростіших формувачів імпульсних сигналів.

На рис. 2.17 показано схеми для двох випадків дозволяючих рівнів Е та , а також часові діаграми для імпульсних сигналів при однакових тривалостях Е і .

Подібні схеми застосовують там, де потрібно за заданим сигналом дозволу Е, здійснити передачу по прямому каналу Х потенціальних або імпульсних сигналів..